基于Simulink的直擴(kuò)系統(tǒng)頻域窄帶干擾抑制研究

劉艷良，孔軍輝，劉海見

(海軍大連艦艇學(xué)院基礎(chǔ)部，遼寧大連 116018)

0 引言

窄帶干擾是DSSS系統(tǒng)所面臨的最常見干擾，它是一種干擾頻帶相對于有用信號窄得多的干擾形式。DSSS系統(tǒng)雖然對窄帶干擾具有一定的抑制作用，但在窄帶干擾功率足夠大、干擾特性復(fù)雜或者干擾頻率為系統(tǒng)載波的中心頻率時，系統(tǒng)接收機(jī)將無法正常完成解擴(kuò)和解調(diào)等工作。由于DSSS系統(tǒng)的處理增益不能無限地增大，因此必須依靠窄帶干擾抑制技術(shù)在接收機(jī)解擴(kuò)前，對窄帶干擾進(jìn)行處理清除［1］。

干擾抑制的基本思想就是采取措施在直擴(kuò)信號解擴(kuò)之前把強(qiáng)干擾能量消除，不讓強(qiáng)干擾進(jìn)入解擴(kuò)解調(diào)器，避免干擾超出DSSS系統(tǒng)的干擾容限。目前常用的干擾抑制技術(shù)主要分為基于時域預(yù)測的干擾抑制技術(shù)與變換域干擾抑制技術(shù)［2，3］。在變換域干擾抑制技術(shù)中，最常用且易于工程實現(xiàn)的是基于FFT的干擾抑制算法，其不需要逐步收斂的過程，并且可以通過快速算法來實現(xiàn)，因此處理速度遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過時域濾波技術(shù)。下面利用Matlab的可視化工具Simulink構(gòu)建直接序列通信系統(tǒng)模型，仿真分析了基于FFT的干擾抑制技術(shù)的有效性，為直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)在干擾環(huán)境下的應(yīng)用提供了依據(jù)。

1 基于FFT的干擾抑制算法

1.1 基本原理

在擴(kuò)頻通信系統(tǒng)中，基于FFT的窄帶干擾抑制算法的基本原理是利用窄帶干擾與擴(kuò)頻信號頻域特性的不同，先將混合信號變換到頻域，由于窄帶干擾相對于擴(kuò)頻信號頻域上表現(xiàn)為很窄的尖峰，可以通過包絡(luò)檢測生成門限進(jìn)行陷波處理，將高于門限值的譜線衰減或完全去除，最后反變換還原成時域信號進(jìn)行解擴(kuò)解調(diào)處理，從而達(dá)到抑制干擾的目的。基于FFT的干擾抑制原理及處理過程中的信號頻譜如圖1所示。

圖1 基于FFT的干擾抑制原理與信號頻譜

從圖1可以看出，在頻域干擾抑制處理過程中，必須在做FFT運算前對時域信號序列進(jìn)行加窗處理［4］，若不加窗就相當(dāng)于對時域信號加了矩形窗。由于矩形窗函數(shù)的傅里葉變換為sinc函數(shù)，其第一旁瓣比主瓣低13.46 dB，對于比有用信號大幾十分貝的窄帶干擾來說，它的旁瓣也比信號大很多，這樣就不可避免地造成了干擾信號的頻譜泄露。因此，在進(jìn)行干擾抑制時，就會使得干擾消除不徹底，或者是增大了消除的帶寬范圍，因而加重了對有用信號的損傷［5］。為了減小干擾的頻譜泄露，必須采用低旁瓣的窗函數(shù)，如切比雪夫窗或布萊克曼窗等。

1.2 干擾門限生成算法

為了保持門限確定的自適應(yīng)性，通常根據(jù)當(dāng)前一次或幾次FFT變換值來確定門限值。門限的確定可以表示為［6］:

式中，Thmin為最小的門限值，通常指沒有干擾信號時的幅度值;M為FFT變換的次數(shù);NFFT為FFT變換的長度;η為衰減的系數(shù);um為輸入信號x(n)和窗函數(shù)w(n)相乘之后的FFT變換的值，即

干擾門限確定之后，對超過干擾門限值的譜線通常認(rèn)為是含有干擾的譜線，可對這些譜線置零，將其徹底去掉，從而實現(xiàn)了頻域的陷波處理［7］。

1.3 重疊復(fù)用處理

在頻域干擾抑制處理過程中，在對信號分段進(jìn)行FFT變換前加窗是一個很重要的環(huán)節(jié)。從時域來看，加窗實質(zhì)上是對輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行加權(quán)處理，保證了在FFT之前數(shù)據(jù)段兩端的平滑，雖然達(dá)到了減小頻譜泄露的目的，卻使輸入信號發(fā)生畸變，帶來了額外的信噪比損耗。通常減小加窗損耗的措施是對數(shù)據(jù)進(jìn)行重疊加窗，這樣既可以補(bǔ)償由于加窗帶來的處理增益損失，又可以增強(qiáng)信號的關(guān)聯(lián)性。假設(shè)分段數(shù)據(jù)長度為N，重疊的比例因子為r(0＜r＜1)［8］。重疊復(fù)用原理如圖2所示。

圖2 重疊復(fù)用原理

由圖2可知，重疊復(fù)用處理必須增加數(shù)據(jù)若干路處理通道，將每路信號邊緣由于加窗而扭曲較大的信號拋棄，保留中間損失較小的信號，將各路信號合成之后即可減小對原信號的扭曲程度。一般重疊比例越大，加窗引起的信噪比損耗就越小，但計算量將隨之增大。所以，通常根據(jù)實際的性能要求和硬件條件來確定重疊比例的選擇。

2 干擾抑制模塊的設(shè)計及仿真

2.1 仿真模型構(gòu)建總體思路

利用Matlab的可視化工具Simulink可以方便地建立系統(tǒng)的可視化模型，使得仿真系統(tǒng)建模與工程中的方框圖統(tǒng)一起來，并且通過可視化模塊近乎“實時”地將數(shù)據(jù)輸入輸出顯示出來，使得系統(tǒng)仿真工作大為方便、快捷［9］。根據(jù)以上分析，采用1/4重疊加窗處理的干擾抑制模型原理如圖3所示，其中，x(n)為含窄帶干擾的信號;y(n)為經(jīng)過干擾抑制后的輸出信號，均為采樣后的離散信號，采樣點數(shù)為N。

圖3 1/4重疊加窗和干擾抑制原理

圖3中干擾抑制采用基于FFT的頻域陷波處理技術(shù)，其原理如圖4所示，其中，W(n)為窗函數(shù);abs(u)和angle(u)兩個函數(shù)分別求FFT變換后的幅度和相位值;Th(u)函數(shù)用于確定干擾抑制的門限值;P(u)函數(shù)是對超出門限值的譜線進(jìn)行衰減處理［10］。

根據(jù)式(1)構(gòu)建的干擾門限生成原理及大譜線處理方法如圖4中虛線框中所示，其中大譜線處理過程是以含干擾信號的FFT幅度與干擾門限之差作為判斷干擾是否存在的依據(jù)作為多路開關(guān)的控制端。若在某頻率處存在干擾則多路開關(guān)與下部的輸入端，即將超出門限的譜線置零;否則多路開關(guān)接通上部的輸入端，即將未超過門限的譜線值保留。從而實現(xiàn)了干擾的檢測與存在干擾頻率處的陷波處理。

圖4 頻域陷波抑制干擾與門限生成和譜線處理原理

2.2 仿真分析

根據(jù)FFT重疊變換干擾抑制算法原理，利用Simulink建立干擾抑制仿真模型，設(shè)定仿真條件如下:信源數(shù)碼率為1 kb/s，擴(kuò)頻碼(PN碼)率為255 kb/s，載波為510 kHz，高斯白噪聲信噪比為10 dB，存在 2個單音窄帶干擾，信干比均為－30 dB，中心頻率分別為510 kHz和1.5 MHz。仿真過程中，F(xiàn)FT變換的次數(shù) M=1，F(xiàn)FT變換的長度NFFT=8192，衰減系數(shù) η =0.3，1/4 重疊加窗處理的窗函數(shù)為第一旁瓣比主瓣低80 dB的切比雪夫窗。

干擾抑制前后的波形對比如圖5所示。由圖5可見，2個單音窄帶干擾信號基本被濾除，但是干擾抑制后的波形相對于未被干擾的信號來說還有一定的起伏，這是因為干擾抑制算法無法抑制高斯白噪聲的影響。但抑制后的信號完全可以通過后續(xù)的解擴(kuò)解調(diào)還原出數(shù)據(jù)信號。

1/4重疊復(fù)用并經(jīng)過頻域陷波處理后各支路信號波形與4路對齊疊加后的信號波形如圖6所示。由圖6可見，經(jīng)過4條支路干擾抑制后合并的信號，其數(shù)據(jù)段兩端的衰減在對齊合并之后已經(jīng)基本消失，即相對于單獨一路加窗后的信號，數(shù)據(jù)段兩端更加平滑，減小了加窗對有用信號的損傷。

干擾抑制前后信號的頻譜如圖7所示，可以看出，經(jīng)干擾抑制后，高于干擾門限的譜線被衰減置零，而低于門限的譜線得以保留，從而在進(jìn)行IFFT變換之后得到如圖5所示的干擾抑制后的時域波形，進(jìn)行下一步的解擴(kuò)解調(diào)處理。

圖5 干擾抑制前后的波形對比

圖6 各支路經(jīng)陷波處理后的波形及4路疊加波形

圖7 窄帶干擾抑制前后的信號頻譜

通過以上仿真結(jié)果可知，在頻域陷波處理時首先用低旁瓣的窗函數(shù)對時域信號加窗，并將各路加窗并經(jīng)過陷波處理后的信號進(jìn)行重疊處理，降低了窄帶干擾的頻譜泄露，從而使得干擾抑制后有用信號的損傷大為減少，這些措施共同促成了FFT重疊變換干擾抑制算法具有良好的窄帶干擾抑制性能。

3 結(jié)束語

本文研究了FFT重疊變換干擾抑制算法的原理，利用Simulink構(gòu)建模型進(jìn)行了仿真分析，驗證了基于FFT重疊變換的頻域陷波技術(shù)抑制干擾的有效性，能夠為直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)在干擾環(huán)境下的應(yīng)用提供一定依據(jù)。通過仿真可知，該干擾抑制技術(shù)能夠處理多個干擾，可用干擾的變化實現(xiàn)快速跟蹤，并且窗函數(shù)和抑制算法選擇合適，陷波深度可以非常大。 ■

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