雷達通信一體化波形應用研究

袁 剛

(南京電子技術研究所， 南京210039)

0 引言

隨著電子信息技術的不斷發展，雷達的內涵和功能將更加豐富，雷達不再是單一的功能設備，而是一種綜合化、系統化、智能化的設備，雷達將朝著網絡化、體系化方向發展，以滿足一體化、層次化、全空域的協同探測需求。利用通信技術實現信息交互，是保證雷達多功能協同探測的基礎手段，雷達通信一體化應用研究也開展得越來越廣泛。特別是隨著有源相控陣體制雷達的廣泛應用，其靈活的波束調度以及多波束性能，進一步催生了雷達通信一體化應用研究［1-2］。美國在APG-77有源相控陣雷達上開展了寬頻帶通信能力驗證，在 AMRFC［3］、MIFRS、SMRF 等多功能射頻系統中也開展了雷達通信綜合一體化的研究。

1 雷達通信一體化面臨的主要問題

雷達主要完成非合作目標的檢測，而通信則主要是實現合作目標的信息傳遞，二者的應用背景差異較大，對調制波形的需求也不盡相同。雖然各種低截獲波形，包括多輸入多輸出(MIMO)雷達的研究日益廣泛，但單一信道的線性調頻、非線性調頻、相位編碼等仍是常規雷達的主要應用波形，其中，相位編碼信號由于對多普勒較敏感，應用受到了一定限制。

雷達通信一體化面臨的首要問題是時間資源限制，二者分時工作將極大限制雷達和通信的效能;其次是非線性功放限制，頻分多載波、正交頻分復用(OFDM)等非恒包絡形式的信號均無法使用;第三是時序同步問題，分布式雷達和通信傳輸均存在節點間時間同步的問題。其他還有短脈沖猝發、時變信道等也對通信信息處理提出了更高要求。

針對雷達通信一體化應用，相關學者也提出了多種調制波形［4-5］，特別是恒包絡 OFDM(CE-OFDM)調制波形具有很好的頻譜效率，可以實現非線性功放條件下雷達與通信一體化信息處理，但其對多普勒較敏感，且對正交性有較高要求，處理方式較為復雜。本文利用較常用的通信調制方式，結合常規雷達實際采用的波形，提出了兩種較為簡便的雷達通信一體化應用波形，分別為副載波調制和非均衡四相鍵控(UQPSK)調制波形。

2 副載波波形應用

副載波波形是衛星遙測遙控領域一種比較常用的調制波形，其副載波調制通常為相位編碼調制(PSK)，用來實現多路信息的復用，載波調制為調相/調頻。實際上，無源雷達所使用的調頻立體聲廣播信號也存在副載波調制［6］。

副載波信號通常可以表示為

顯然，該信號為恒包絡信號，事實上CE-OFDM也是將OFDM信號進行調相后得到恒包絡信號［7］，可以滿足雷達信號非線性飽和放大的需要以及通過副載波信號在頻率維的區分實現雷達信號與通信信號的同時傳遞。

需要注意的是調制指數β和副載波中心頻率ωi的選擇。副載波中心頻率主要與副載波帶寬相關，要盡量避免副載波信號頻譜之間的干擾。調制指數則直接影響載波、副載波信號的功率分配以及信號帶寬，當只有一路副載波且為單頻信號時，主載波與副載波功率比由調制指數為因變量的貝塞爾函數Jn(β)決定，且頻譜分量也會隨著調制指數的增加而變得更加豐富。

當雷達與通信共用時，由于雷達輻射信號比常規通信信號強得多，如:SPY雷達，其峰值功率孔徑積超過80 dBW，再考慮雷達是雙程路徑衰減，而通信為單程路徑衰減。因此，將副載波信號進行適當變化，主載波采用線性調頻信號，副載波采用相位編碼調制，其表達式如下

由于通信信息事先無法預知，按最極限情況考慮，發射脈寬內碼片信息完全相同，即與時間無關，且gn(t)為非歸零方波，則x(t)可以簡化為

從式(8)中可以看出，在時間延遲軸切面將可能出現多峰現象，周期與副載波頻率相關，影響程度直接與調制指數相關。在多普勒軸切面雖沒有多峰現象，但受2βsin(πf1τ)的影響而產生畸變，調制指數越小，影響越小，如圖1所示。

圖1 恒值碼元模糊函數仿真圖

多值和波形的畸變將導致近距離目標的分辨能力下降，但通常情況下副載波通信信號碼元為0、1等概率出現，其對模糊函數的影響將進一步減小，從圖2可以看出，當碼元等概率出現，調制指數為0.2時，影響基本可以忽略。

副載波調制指數可以根據雷達探測及通信傳輸的要求進行優化選擇。以海面艦艇C波段雷達視距內數據傳輸為例，若傳輸信息速率為40 Mb/s，QPSK調制，雷達主瓣輻射功率80 dBW，旁瓣增益比主瓣小40 dB，則40 km的傳輸路徑，接收方收到的信號功率約為-60 dBW，即使接收方品質因數(G/T)僅為30 dB，接收機收到的旁瓣載波與噪聲功率密度之比(C/n0)約為158 dBHz，而考慮解調等損失，數據傳輸其所需C/n0大約為90 dBHz，還有近70 dB的余量，因此，副載波調制指數可以相當低。

圖2 隨機碼元模糊函數仿真圖

當副載波調制指數為0.2，即副載波功率比主載波功率低約20 dB，線性調頻帶寬5 MHz，副載波帶寬16 MHz時，信號頻譜如圖3所示。

圖3 副載波調制頻譜

該信號經過非線性功放，功放模型采用經典的Salehs模型，并加入噪聲，通過圖4可以看出，除了因為副載波調制導致峰值下降約0.2 dB及副瓣略有變化外，脈壓波形與理想脈壓相比幾乎沒有失真。

圖4 副載波調制脈壓信號波形

調制指數較低的副載波信號可以滿足雷達通信一體化應用，對雷達信號處理影響很小。而對于通信信號的處理，可以利用主載波信號脈內或脈間信息實現載波同步，也可以通過濾波等處理提取副載波信號，再利用傳統的數字解調實現通信信號處理。但是副載波調制信號頻譜效率較低，若要實現高速率信號遠距離傳輸，則需提高信號帶寬，增加調制指數，不僅會對雷達探測能力帶來影響，且較低的頻譜效率也將對波束合成、信號處理等帶來影響。

在某些場合下可以通過構建彼此正交的雷達和通信信號實現復用波形，提高頻譜利用率，UQPSK正是一種正交的調制信號。

3 UQPSK波形應用

UQPSK是在QPSK基礎上發展而來，在跟蹤與數據中繼衛星系統(TDRSS)、全球定位系統(GPS)中得到廣泛應用。其兩正交支路是由兩支不同的、獨立的數據流以不同的速率、不同的功率，甚至不同的碼型與兩路相正交的載波分別進行調制的結果，表示為

顯然，該信號為恒包絡信號。對于雷達通信一體化波形而言，一個支路采用自相關性能較好的巴克碼等二元偽隨機序列構建相位編碼的雷達信號，另一個支路則為二相鍵控的通信信號。根據實際應用，合理選擇兩個支路的不平衡度，實現雷達通信同時工作。此時，整個信號帶寬則由帶寬較寬的那個支路決定。如圖5所示，Q支路是I支路帶寬的8倍，合成后信號帶寬由Q支路帶寬決定。

圖5 UQPSK支路及合成信號頻譜

與副載波信號分析相似，對UQPSK模糊函數和脈壓波形進行了仿真分析，具體結果如圖6、圖7所示。其中，雷達支路采用31位的L序列，通信支路碼元脈寬是雷達支路的1/4，雷達信號支路的功率比與其正交的通信支路約大14 dB。

圖6 UQPSK模糊函數仿真圖

圖7 UQPSK脈壓信號波形

模糊函數結果和脈壓處理結果除了因通信支路分配了一定能量導致峰值下降外，其余特性基本沒有影響，脈壓仿真中加入了高斯噪聲。

通過對UQPSK信號進行載波提取［8-9］，從而完成通信信息的處理，即使不平衡度達到10 dB，也可以較好地實現載波的同步。

而雷達回波信號信噪比較低，通常無法同通信信號那樣進行載波提取，經過傳輸信道的惡化，正交鑒相后I通道、Q通道支路會出現碼間干擾，可以簡化為

式中:φt為相位誤差;ak為二元偽隨機序列;bl為通信信息碼元。

脈壓處理時，顯而易見，通信信息會對結果產生影響，但是由于通信支路功率遠小于雷達支路，且雷達支路存在脈壓得益，因此對結果影響不大。為了進一步減少通信信息的影響，可以構建正交的波形，即對通信信息進行擴頻處理［10］，擴頻碼與雷達的二元偽隨機序列正交，雷達脈壓處理時，就基本可以消除正交支路的影響，但同時也降低了通信信息傳輸的能力。

4 結束語

本文所涉及的兩種波形可以滿足非線性功放的傳輸需要，并可以根據其波形特點應用于不同的環境。副載波波形主信號采用線性/非線性調頻，對多普勒不敏感，雷達處理相對比較簡單，但頻譜的效率卻比較低。UQPSK信號雖然提高了頻譜效率，但存在碼間串擾，并且由于使用二元偽隨機序列，波形對多普勒較敏感。

雷達通信一體化波形在實際應用中，還會存在許多使用問題，本文并未過多分析通信信號的處理，實際上由于雷達短時猝發以及傳輸環境的非線性，都會對通信信號的速率、編碼、幀格式、波形等帶來影響，這也是未來共用波形需重點考慮的問題。

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