全球市場準入的LED驅動器中EMC和PFC的線路設計

張曄峰

（上海交通大學，中國 上海 200240）

0 前言

全球的電網電壓和工作頻率因地區不同也有所差異，如我國的電網為220V/50Hz，歐盟國家的電網主要為230V/50Hz，美國的電網的種類就比較繁多，主要為120V/60Hz，240V/60Hz和277V/60Hz。并且這三大主要市場的電磁兼容與諧波的標準差異也很大，我國和歐盟的電磁兼容和諧波的標準主要采用CISPR15和IEC 61000-3-2的要求，北美地區的電磁兼容和諧波主要采用FCC Part15和ANSI C82.77的要求，這些標準所要求的限值是不同的。所以如何平衡不同地區的電網差異和電磁兼容與諧波的標準差異，并且設計出能同時兼容這些差異的LED光源電子驅動器，將成為該產品能否全球市場準入的關鍵之一。

1 EMC濾波線路的設計

1.1 電磁兼容的定義

電磁兼容一詞，源于英語Electromagnetic Compatibility（EMC），它用以衡量各種電力電子設備或系統在其電磁環境中能正常工作且不對該環境中任何事物構成不能承受的電磁騷擾的能力。它分為傳導干擾和輻射干擾兩種。

1.2 供電網中電磁干擾的來源

如今的電子、電氣產品種類非常的繁多，處于同一供電網中的各類電氣設備，通過電或磁的聯系彼此緊密相連。由于電子、電氣產品在產生電磁干擾的同時也被其它電子產品所產生的電磁干擾所干擾，所以在實際應用過程中的各類電子電氣用品的電磁干擾和相互不兼容的問題也日益突出。供電網中的電磁干擾來源的兩個主要途徑是：

1）來源于供電網自身。如今接入供電網中工作的大部分電子、電氣設備主要都工作在高頻狀態。設備內部的半導體器件在高頻開關狀態所產生的高頻電流會產生高頻磁場，同時高頻磁場又會產生高頻的電流場，在這種高頻電磁和磁電的轉換過程中就產生了電磁干擾。

2）來源于自然界。如來自太陽系的太陽黑子不僅導致地球表面的磁暴，還有如來自大氣層的雷電，它所產生的巨大放電電流無論是沿建筑物鋼結構、避雷線流入大地或是在大地中的電流都會在附近導線上感應出能量很強的浪涌，從而形成電磁干擾。

1.3 LED光源電子驅動器自身電磁干擾來源

LED光源電子驅動器自身電磁干擾主要來自于以下幾個部分部分：

1）有源功率因數校正線路。該線路中的電流是工作在幾十千赫茲的高頻三角波，這些高頻三角波的中的高頻諧波含量相當的豐富，電磁干擾的能量非常大。

2）工作于半橋線路中的場效應管。半橋線路中的場效應管在開關工程中存在很高的di/dt和dv/dt，且工作頻率很高，通過元器件和線路板走線上的寄生電感而產生很高的瞬態電壓和電流并引起高頻震蕩。這種瞬態電磁干擾能量隨著流過開關管電流的增大而增大。

3）工作于LLC后級整流線路中的二極管。在該整流二極管上的電壓和流過其的電流，在快速導通和關斷的瞬態過程中，di/dt很大，也會產生很強的電磁干擾能量。

1.4 降低電磁干擾的方式

降低電磁干擾的方式主要有以下幾種：

1）降低 di/dt的能量

2）采用EMI濾波器

3）良好的線路結構設計和布局

4）良好的外殼接地

以上幾種雖然是降低電磁干擾比較好的方式，但最終電磁兼容設計的好壞，必須以測試來驗證。就如美國肯塔基大學的Dr.Paul所說的那樣：“在判定最后結果方面，也許沒有任何其他學科像電磁兼容那樣更依賴于測量。”

1.5 電磁干擾的限值

全球市場關于電磁兼容的標準規范主要有兩大分支：一條分支是以國際電工委員會IEC頒布的Cispr的標準，另一條分支是以美國聯邦通信委員會頒布的FCC標準。對于LED光源電子驅動器來說，所對應的國際電工委員會IEC的Cispr標準和美國聯邦通信委員會的FCC標準的標準條款分別是Cispr15和FCCPart15。如需設計一款針對全球市場準入的LED光源電子驅動器，則該產品的電磁兼容設計必須同時參考這兩份標準條款，分析并了解到這兩份電磁兼容標準的差異，使最終設計出的成品能同時符合這兩本標準規范的限值。

下面列出的圖表具體給出了國際電工委員會IEC和美國聯邦通信委員會FCC所頒布的電磁兼容的具體限值。從這些圖表可以看出國際電工委員IEC所頒布的Cipr15的電磁兼容標準規范相比于美國聯邦通信委員會所頒布的FCC Part15的電磁兼容標準規范較為嚴苛。

表1 國際電工委員會IEC頒布的Cispr15電磁兼容的傳導限值Tab.1 Conductive Interference Limit of Cispr15,Published by IEC

圖1 國際電工委員會IEC頒布的Cispr15電磁兼容的傳導限值Fig.1 Conductive Interference Limit of Cispr15,Published by IEC

表2 國際電工委員會IEC頒布的Cispr15電磁兼容的輻射限值Tab.2 Radiative Interference Limit of Cispr15,Published by IEC

圖2 國際電工委員會IEC頒布的Cispr15電磁兼容的輻射限值Fig.2 Radiative Interference Limit of Cispr15,Published by IEC

表3 美國聯邦通信委員會FCC頒布的Part15電磁兼容的傳導限值Tab.3 Conductive Interference Limit of Part15,Published by FCC

圖3 美國聯邦通信委員會FCC頒布的Part15電磁兼容的傳導限值Fig.3 Conductive Interference Limit of Part15,Published by FCC

表4 美國聯邦通信委員會FCC頒布的Part15電磁兼容的輻射限值Tab.4 Radiative Interference Limit of Part15,Published by FCC

圖4 美國聯邦通信委員會FCC頒布的Part15電磁兼容的輻射限值Fig.4 Radiative Interference Limit of Part15,Published by FCC

2 功率因數校正線路的設計

2.1 功率因數校正的原理與意義

功率因數是表征在交流電力系統中，負載上消耗的有功功率（P）與視在功率（S）的比值，是一個0到1之間的無量綱值。通常以PF（Power Factor）來表示，如下面公式（1）所示：

如果負載為純阻性，則PF值為1。但絕大多數負載（電力電子設備），包括LED光源電子驅動器并不是純阻性的，由于產品內部電感、電容器件的存在，使線路中含有了容抗和感抗，而導致輸入的電壓與電流的相位不再同步，形成了相位差。另一方面，這些電感、電容器件的存在，在LED光源電子驅動器內部高頻開關器件工作時，產生了豐富的高次電流諧波。在相位差和高頻諧波這兩者共同作用下，導致了LED光源電子驅動器的功率因數小于1。功率因數（PF）與相位差(φ)和電流諧波（THD）的關系可以用以下公式（2）表示：

所以從上述公式所示可以看出，功率因數校正 PFC（Power Factor Correction）的原理就是將畸變的輸入電流波形校正成正弦波形，并使輸入電流波形與輸入電壓波形同相位，從而使功率因數接近于1。

2.2 功率因數校正的方式

功率因數的校正方式可分為無源功率因數校正 （Passive PFC）和有源功率因數校正（Active PFC）。

常見的無源功率因數校正方式主要有如下幾種：

1）簡單電感電容功率因數校正器，如圖5所示。

2）逐流濾波功率因數校正器，如圖6所示。

圖5 簡單電感電容功率因數校正器Fig.5 Simple L-C PFC Circuit

圖6 逐流濾波功率因數校正器Fig.6 Current Following PFC Circuit

這些無源功率因數校正線路的優點是線路簡單，成本低，但缺點是這種低成本的無源功率因數校正電路的輸入電壓范圍很窄，只能單電壓輸入，輸出直流電壓紋波又比較大，質量較差，而且總諧波失真含量（THD）約30%左右，所以電流諧波含量并不能完全達到IEC和北美諧波標準（表5）所要求的低畸變要求，這對于全球市場準入的LED光源電子驅動器的設計來說并不是很適合。而有源功率因數校正線路雖然較無源功率因數校正線路線路復雜，且導致線路可靠性降低，成本提高，但輸入電壓的范圍有大幅提升，線路參數設計得當可使輸入電壓范圍擴展到120V至277V，幾乎覆蓋了全球各個國家的電力電網。另一方面，采用有源功率因數校正線路的總諧波失真含量（THD）可控制在10%左右。所以選擇有源功率因數校正線路是設計全球市場準入的LED光源電子驅動器的關鍵因數之一。

2.3 有源功率因數校正線路的設計

功率因數校正器通常都采用升壓變換器線路，如圖8所示。按通過升壓電感電流是否連續來分，可以劃分為連續導通模式CCM（Continuous Conduction Mode）、 不連續導通模式 DCM（Discontinuous Conduction Mode）及介于CCM與DCM之間的臨界或過渡導通模式CRM（Critical-conduction Mode）的三種類型。但是不論是哪一種類型的功率因數校正升壓變換器，其校正器輸出的直流電壓都必須高于輸入交流電壓的峰值。100V至277V基本覆蓋了全球的各個國家區域的電網結構，按電網輸入交流電壓的最高值277V計算，功率因數校正器輸出的直流電壓至少需要392V(277V*1.414)，所以功率因數校正后輸出的直流電壓基本都要設置在400V的電平以上。

表5 輸入電流諧波及總諧波失真含量（THD）要求Tab.5 Requirement of Each Harmonics and Total Harmonics of Input Current

圖7 升壓變換器線路Fig.7 Boost Circuit

圖8 L6562內部結構圖Fig.8 Internal Block Diagram of L6562

圖9 L6562應用實例Fig.9 Application Example of L6562

連續導通模式適用于大功率的產品設計，但是在連續導通模式的工作狀態中，功率管在開關狀態下不能達到零電流開關，故開關損耗比在不連續導通模式和臨界導通模式的開關損耗大。斷續導通模式適用于小功率場合，但是流過升壓電感的峰值電流比較大，電感的磁芯和線圈的要求比另兩種工作模式的要求高。臨界導通模式介于兩者之間，效率也易達到最佳設計，電感的設計也比較合理，而且市場早已設計出針對臨界導通模式的功率因數校正線路的芯片，如今市場上該種類芯片也很豐富，本文將采用意法半導體公司推出的L6562芯片來設計LED電子驅動器的功率因數校正線路，以使該款產品能符合全球市場準入的電磁兼容、功率因數和諧波的要求。

本電路參數設計的目標是輸出功率150W，輸入電壓范圍能達到120VAC～277VAC，以至設計的產品能適應全球各國不同輸入電壓的電網，有源功率因數校正線路的輸出直流總線電壓為450VDC，功率因數能達到0.9以上，總諧波含量THD和各次諧波含量均能符合北美與IEC兩大標準體系的要求。

圖9是L6562內部結構示意圖。ST公司推出的這款工作于臨界導通模式的功率因數校正芯片是一款DIP-8或SO-8封裝的芯片。該芯片比前代L6560和L6561相比，在總諧波失真上有了很大改善，且功耗上也有所改善，能夠符合如北美能源之星的能效要求。表6是該款芯片各個管腳的功能描述。圖10是ST公司推薦的一款典型應用線路，可以作為電路設計參考。

以下將詳細介紹有源功率因數校正線路中關鍵器件的設計與選擇：

（1）芯片工作電壓的設計

該芯片推薦的典型工作電壓在10.5V至22.5之間。在該產品的設計中，把工作電壓設計在15V附近。

（2）升壓變壓器的設計

升壓變壓器在整個有源功率因數校正線路中的所起到作用非常重要，其設計相對來說也比較復雜，具體設計方案如下。

圖10 升壓變壓器的V-I關系Fig.10 V-Iof Boost Transformer

圖11 三角波的導通-關斷Fig.11 Switch on-off of Triangle Wave

如圖11與12所示，當升壓線路中功率開關管導通時：

所以當升壓變壓器中的電流在功率開關管導通時并達到最大值時：

當升壓線路中功率開關管關閉時：

所以當升壓變壓器中的電流在功率開關管關斷瞬間的最大值時：

根據以上的公式和伏秒平衡可知：

而功率開關管的占空比D為：

由公式（7）和（8）可推出：

所以如圖11和公式（9）所示，由于功率開關管的導通時間基本一致，關斷時間在不斷變化。所以功率開關管的導通時間與Vac相關。當Vac升高時，功率開關管的占空比在不斷的縮小，因此在設計升壓變壓器的電感量時要考慮輸入電壓的變化范圍。線路設計的工作頻率也是一個比較重要的參數，如果頻率設計過低，一方面可能會使頻率落在人耳能聽見的頻率范圍，使產品產生不必要的噪聲，影響人們的生活工作環境。同時，工作頻率降低會導致升壓變壓器的自身體積變大，會影響到產品的小型化和成本。另一方面，如果頻率設計過高，雖然消除了噪聲影響，產品能夠小型化且變壓器體積變小帶來產品成本的降低，但過高的工作頻率會使功率開關管的開關損耗過高，導致功率開關管發熱量增加，在帶來產品可靠性和使用壽命的降低的同時還會存在產品燒毀導致火災的風險。經綜合考慮后，本案例把工作頻率設在20kHz到120kHz范圍之間，同時利用產品工作頻率的變化還能達到可調光的功能。

升壓變壓器的電感量可以由下面的公式（10）導出：

所以當輸入電壓為120V，工作頻率為20kHz時，由公式（10）可推出電感量L的值為1495μH。當輸入電壓為277V，工作頻率為20kHz時，由公式（10）可推出電感量L的值為1657μH。同理，當輸入電壓為120V，工作頻率為120kHz時，由公式（10）可推出電感量L的值為249μH。當輸入電壓為277V，工作頻率為120kHz時，由公式（10）可推出電感量L的值為276μH。所以電感量L的設計值可以設為276μH到1495μH之間，根據經驗暫定為410μH。可以從圖12中看出變壓器的工作頻率變化和輸入電壓變化之間的關系，最后這電感量還可以根據實際的電磁兼容性和溫度等的測試結果來進行微調一下。

圖12 工作頻率-輸入電壓 變化關系Fig.12 Working Frequency-Input Voltage Relationship

電感量L值得到后，可以開始挑選電感的磁芯尺寸和設計電感的線圈匝數。本設計采用的磁芯尺寸為EF25，Ae值為100mm2，計算升壓變壓器圈數的公式為：

其中，流過升壓變壓器的峰值電流Ipeak值可用以下公式 （12）推出：

此時最好考慮給予一些設計余量，防止輸入電壓的跌落而導致輸入電流的上升，一般給予負10%的余量。所以最后得到的圈數為60．5圈，考慮繞制工藝并取整后取65圈較為合適。

（3）功率開關管的設計

由上述公式（12）可得出升壓線路中流過升壓變壓器的峰值電流Ipeak為3．535A，同時考慮到輸出直流電壓為450V，再考慮一些設計余量，可以采用ST公司的STF15N60。

（4）二極管的設計

由于流過二極管的峰值電流和流過升壓變壓器的峰值電流一致，且最大峰值電壓為600V左右，可采用兩個MURS360BT3并聯。

（5）輸入、輸出電容的設計

輸入電容選擇的不宜過大，也不宜過小。輸入電容如果選擇過大，雖然濾波效果非常理想，對電磁干擾的抗干擾的能力比較強，但是過大的輸入電容會導致整個功率因數校正線路的工作異常，從而導致功率因數的降低，線路上流過的電流的畸變，諧波增大。如果輸入電容選擇過小，雖然對整個功率因數校正線路的功率因數和諧波有幫助，但會影響線路的抗電磁干擾的能力。所以對于輸入電容值的選擇需要平衡這些因數，同時需要在后續整套線路調試過程中進行調整。最初的值可以以下列公式（13）暫定，紋波r的比例一般取值為0．1，算出的Cin值為506nF，與該值接近的可挑選標準值為680nF。

（6）輸出電容的設計

輸出的電容的設計可以用下列公式（14）進行推算，式中輸出電壓的波動電壓一般定在20V。得出的參考值為44．21μF。與該值接近的可挑選的標準值為47μF。

（7）諧波改善的設計

為了能夠使產品輸入的電流諧波有更好的改善，可以略微調整一下芯片乘法比較器端的電容。通過該電容參數的調整，可以使電壓波形的關斷點略微抬高，這樣可以使電流不會在電壓過零點時徹底關斷，依然可以續流。這樣可以使電流的畸變降低，使產品的設計同時符合IEC和北美ANSI的諧波要求。

3 小結

本文主要介紹了全球兩大電磁兼容性標準規范對于LED光源電子驅動器的要求規范。簡單的描述了電磁干擾在LED光源電子驅動器產品內部的產生機理和如何消除該電磁干擾的方法。但是由于電磁干擾的改善方法對測試的依賴性很強，一般很難進行純理論的推導和計算，除了需要平時的經驗積累之外，更需要及時的通過測量來驗證解決方案的可行性。

LED電子驅動器產品自身的功率因數與輸入電流諧波的改善對產品自身的電磁干擾的降低也是有一定的作用。同時，線路功率因數與電流諧波之間的關系也是息息相關的。電流諧波改善的同時可以幫助提升線路的功率因數，而且功率因數的提升不僅可以降低無功損耗，而且可以降低電網中線電流并減少中線電流零點漂移所帶來的安全隱患。

本文節采用一款很常用的ST公司L6562芯片作為全球市場準入的150W LED電子驅動器產品內部的功率因數校正器件，并圍繞該器件對功率因數校正線路一些關鍵元器件的參數，如升壓變壓器，功率MOSFET等進行設計，使該產品能符合到全球兩大標準體系諧波的標準規范。

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