一種大電流寬頻帶跨導單元的設計

杜一騰，遲宗濤

（青島大學 山東 青島 266071）

在實驗室里，已經實現(xiàn)了一種大電流功率放大器模型，也是一種聲頻放大器的改進版，基本放大器能提供在±35 V范圍內達到20 A的電流。功率放大器的設計是為了得到大開環(huán)增益帶寬，而輸出阻抗因為共源輸出放大級而降低，這樣就減小了整個電流放大器的輸出阻抗。這種問題的存在需要用不同的概念來重新設計電流放大器的結構去解決，本設計采用了并聯(lián)的電流單元，同時把研究重點放在寬頻帶、大電流的跨導單元的設計上來，這種跨導單元就有更高的開環(huán)增益和輸出阻抗。

1 設計理論

在先前的設計中，輸出電流減小到最大5 A，另外加入了一些額外的電路，包含了輸出端的電流檢測電阻，接在此檢流電阻（分流器）上的精密差分放大器和在它之前起隔離作用、穩(wěn)定放大倍數(shù)的電壓跟隨器。加在檢流電阻RS上的電壓經差分放大后，通過電阻R2反饋到輸入端，在運算放大器的輸入端與輸入電壓進行比較[1]，跨導放大器的原理簡圖如圖1所示。

測得先前的設計中輸出阻抗在頻率50 Hz時大約是1.2 kΩ，當頻率上升到10 kΩ時，輸出阻抗下降到40Ω。若加入一個電流負反饋，那么輸出阻抗可以由下式計算：

圖1 跨導放大器原理簡圖Fig.1 Simplified schematics of transconductance amplifier

其中ZOA是運算放大器A的輸出阻抗，AO是放大器的開環(huán)增益，β為反饋系數(shù)，可以看到輸出阻抗由三者決定。運放的輸出阻抗ZOA因為共射輸出級而很低，反饋系數(shù)β取決于差分放大器AD的共模抑制比 （CMRR），它隨頻率升高而減小，這樣就減小了整個電流放大器的輸出阻抗。

若采用如圖2所示，有更高開環(huán)增益和輸出阻抗的采用電流鏡單元的跨導放大器，這種結構的優(yōu)點是：每一個單元內控制器件的工作電流為最大峰值輸出電流的十分之一，而不需要單級電源電路去控制整個輸出電流。因此，總功率均勻耗散在每個單元中。另外，多個單元分流的設計的好處是在輸出電路中不需要一個低阻值檢流電阻就可以檢測電流，而且系統(tǒng)的帶寬與所并單元個數(shù)無關[2]。

圖2 并聯(lián)電流鏡單元的跨導放大器簡圖Fig.2 Simplified schematics of transconductance amplifier with paralleled current mirrors

2 改進的跨導單元設計

如表1所示，理想的跨導放大器有無窮大的輸入和輸出電阻，共射放大級給跨導單元提供了合適值，正是因為它有很大的輸入和輸出阻抗。

表1 各種類型的理想放大器的輸入輸出電阻Tab.1 Input and output resistances of different ideal amplifier type

在共射放大級的集電極輸出阻抗ZO由下式給定[3]：

這中情況是共源共柵放大器中的共射、共基連接中的典型形式，其中，信號的特征決定了Zcb的值，Zcb的值展現(xiàn)了在大信號環(huán)境下，特別是隨著頻率下降的情況下的主要失真原因。

如果設計一個結構增加基極電流到集電極電流并且不在集電極上帶來額外負載，那么上面的影響就能減到最低。這樣，集電極輸出阻抗的表達式就變?yōu)?/p>

而且

3 改進的前饋和反饋拓撲結構

下面討論的是使Zce和Zcb減小的前饋、反饋拓撲單元并來驗證上面提出的理論。圖3所示是其中一種拓撲結構：

圖3 改進的共源共柵模型電路Fig.3 Enhanced circuit of cascade model

Q2和Q3組合是達林頓管的正反饋結構的一種派生結構。在這里，達林頓管的所有優(yōu)點被保留，但是有一個很大的不同是：兩個三極管的Uce變化非常小，只有Q1的集電極在整個量程輸出電壓里擺動。如果使用傳統(tǒng)的沒有共基級的達林頓連接，兩個三極管將會直接同輸出相連。在大信號激勵的情況下，他們兩個將會增加一個很大程度的斜率失真，這個模型的優(yōu)點是將共基極的基極電流返回到共射級的發(fā)射級，當Zce和Zcb是非線性時，這種改進結構的電流通路表現(xiàn)得更加穩(wěn)定。

表2所示是通過測量采用了圖3的改進型輸出級和通用共發(fā)射極互補輸出級的THD（總諧波失真）來驗證設計效果。兩種模型都沒有整體反饋的加入，所以增益只由輸出端的電阻決定。相同的電路也可以應用到聲頻放大器，來驅動輸出端的功率MOSFET。

表2 達林頓和共源共柵輸出模型的THD測量值Tab.2 Measured THD value of Darlington and cascade output models

4 跨導單元的PSpice模型

圖 4所示是 BJT型跨導單元的 PSpice模型，Q3、Q5、Q6和 Q7、Q8、Q10組 成 了增益為 20 dB 的輸 入 緩 沖級 ，Q1、Q2、Q4和 Q9、Q11、Q12組成了輸出級[4]，模型在 0.1 Ω 到 100 kΩ 負載下測試。

在PSpice模型特性里的戴維南模型[5]里，可以計算在兩個不同的頻率點（直流和1 kHz）的輸出阻抗，將輸出級末端的兩個BJT三極管的管型換為MOSFET再進行測量，兩種模型結果分別如圖5和圖6所示。放大器的輸出阻抗可由下式計算：

圖4 BJT型跨導單元的PSpice模型Fig.4 PSpice model of BJT transconductance cell

其中，zL是負載阻抗，iA是放大器的最大電流，iL是負載電流。同樣使用100 kΩ的負載，兩個模型的最大不同之處是：BJT模型的輸出阻抗計算約為25 kΩ，而使用MOSFET的模型輸出級的輸出阻抗在1 MΩ以上的很理想的值。另一個不同是在開環(huán)帶寬上，BJT模型的帶寬 （-3dB@106kHz）比MOSFET 放大級（-3db@19kHz）要寬。

圖5 BJT跨導單元模型的開環(huán)增益和相頻特性Fig.5 Open-loop gain and phase-frequency curves of BJT transconductance cell model

圖6 MOSFET跨導單元模型的開環(huán)增益和相頻特性Fig.6 Open-loop gain and phase-frequency curves of MOSFET transconductance cell model

5 結束語

文中展示了一種改進增強的共源共柵拓撲結構的跨導單元設計，并通過PSpice[7]仿真驗證了設計的可行性。在實際的跨導單元中，因子β決定于差分放大器的共模抑制比，跨導單元的輸出阻抗同共模抑制比一樣，都是隨頻率降低，若加入適當?shù)牟罘址糯箅娐罚梢愿纳圃陔娏鳈z測級的共模抑制比低的問題[6]，同時，除了文中仿真的兩種類型的輸出元件，還可以用IGBT替代。

[1]王景元.跨導放大器的設計與研究[J].電測與儀表，1994，31（7）:9-11.WANG Jing-yuan.Design and research on transconductance amplifier[J].Electrical Measurement&Instrumentation，1994，31（7）:9-11.

[2]Laug O B.A 100 A，100 kHz transconductance amplifier[J].Instrumentation and Measurement， IEEE Transactions on，1996，45（2）:440-444.

[3]Hawksford M J.Reduction of transistor slope impedance dependent distortion in large-signal amplifiers[J].Journal of the Audio Engineering Society，1988，36（4）:213-222.

[4]鈴木雅臣.晶體管電路設計[M].北京:科學出版社，2004.

[5]李世瓊，宗偉.基于PSpice的電路計算機輔助分析[M].北京:中國電力出版社，2007.

[6]Owen B.Laug，圓方.大電流寬頻帶跨導放大器[J].國外計量，1990（6）:40-42.Owen B.Laug，YUANFang.Large current wide-band transconductance amplifier[J].Abroad Measurement，1990（6）:40-42.

[7]孫旭，王利民，張喜波.Tesla變壓器初級電流分布優(yōu)化[J].現(xiàn)代應用物理，2014（3）:196-200.SUN Xu，WANG Li-min，ZHANG Xi-bo.Tesla transformer primary current distribution optimization[J].Modern Applied Physics，2014（3）:196-200.