基于數字移相的高頻鏈光伏供電系統設計

丁中樑， 郭建波， 吳小波， 張文合， 付敏玲

(1. 成都大學 電子信息工程學院， 四川 成都 610106； 2. 電子科技大學 機械電子工程學院， 四川 成都 611731)

0 引 言

隨著光伏建筑一體化的發展趨勢以及直流電的廣泛使用[1]，采用光伏陣列為直流負載供電日益增多。

本文在研究光伏直流微電網系統中的光伏陣列與直流母線之間的光伏能量變換器的基礎上[2-4]，采用數字移相的控制方式，實現全橋高頻鏈電路拓撲在大功率光伏直流供電場合的應用，從而實現光伏陣列的最大功率點跟蹤[5]或者輸出穩壓。

1 供電系統的設計

系統采用DSP芯片TMS320F2812作為主控芯片，設計一個功率為4 kW的移相全橋變換器，用于實現穩壓或最大功率點跟蹤。

1.1 穩壓設計

實現負載穩壓時，以輸出電壓作為反饋構建電壓閉環[6]，系統傳遞框圖如圖2所示，圖中：1/Fm為調制器模型的傳遞函數；Gvd(s)為控制量d到輸出vo移相全橋變換器的傳遞函數;H(s)為電壓反饋系數組成的傳遞函數。

通過對主電路和濾波電路進行分析[7]，可得到：

式中：n為高頻變壓器原副邊匝數比，取為1/4；Uin為輸入電壓，在100～200 V之間變動；Lf為濾波電感，取為1.6 mH；Cf為濾波電容，取為3 μF；R為負載阻抗，取為50 Ω。

此時系統開環傳遞函數的波特圖如圖3所示。

從圖中可以看出，系統在穿越頻率附近相位裕量近似為零，所以相對穩定性很差，為了增大系統的相對穩定性，將要對系統進行補償。采用PI控制器進行調節，此時系統傳遞框圖如圖4所示。

把PI控制器的零點fz設置在濾波器的轉折頻率fn處，即fz=fn，此時PI參數計算如下：

穿越頻率fc靠近低頻可以提高系統的穩定性，但是會犧牲快速跟隨性；靠近濾波器的轉折頻率可提高快速性，但是會導致穩定性變差。所以折衷選取fc為轉折頻率fn的1/10，故fc=230 Hz。

補償后開環傳遞函數為：

于是可得：

補償后的開環波特圖如圖5所示，此時系統的開環穿越頻率為230 Hz，滿足設計要求。

模擬PI控制器的離散化[8]：

離散化為：

ΔGck=Gck-Gc(k-1)=Kp[e(k)-e(k-1)]+

圖5 采用PI補償后開環波特圖

因為采樣周期Ts=5×10-5s，綜合上述等式可得：

1.2 最大功率點跟蹤設計

實現最大功率點跟蹤采用同樣的電路，只需改變控制算法，這體現出了數字控制的靈活性。不過此設計中需要外接電路保持負載的電壓穩定，就像上一種穩壓設計中需要外接電路實現最大功率點跟蹤一樣[9]。

通過控制移相全橋DC/DC變換器開關管的占空比[10-11]來調節光伏陣列的工作點從而改變負載的等效電阻，實現最大功率點的跟蹤。

由輸入輸出電壓關系可知：

式中：Udc為直流母線電壓，為恒定值；D為移相全橋的占空比；Upv為光伏陣列輸出電壓；n為變壓器原副邊的匝數比。由此可知，D與Upv成反比。

采用占空比擾動法實現MPPT原理如圖6所示。

令

e(k)=ΔUpv=Upv-Uref

則經過PI處理后可得：

ΔD(k)=Kp(e(k)-e(k-1))+KiTe(k)

式中：Kp為PI的比例系數;Ki為PI的積分系數;T為積分時間常數。

D(k)=D(k-1)+ΔD(k)

可以先賦一個初始占空比啟動全橋變換器。

當Uref>Upv時，即擾動方向為正時，且P(k)>P(k-1)，需增大Upv，故需要減小D(k)。

當UrefP(k-1)，需減小Upv，故需要增大D(k)。

2 系統硬件及軟件設計

2.1 硬件設計

2.1.1高頻變壓器設計

設計要求：

輸入： DC 100～200 V、Pout=4 kW。

輸出： 電壓 400 V、電流 10 A 。

效率：80% 工作頻率：20 kHz。

式中：PT=Po/η+Po=9 kW為視在功率；K0為窗口使用系數[12]，取典型值0.4；Kf為波形系數，方波為4；fs為工作頻率；Bw為工作磁通密度，取為鐵氧體飽和磁密0.35T的1/3, 即0.117T；此處采用EE型磁芯，所以X為常數，取為-0.14；Kj為電流密度比例系數，允許溫升25 ℃，取為323。于是最終選取EE 型磁芯110/56/36(mm)的Mn-Zn鐵氧體。

為防止共同導通，取占空比Dmax=0.45，從而次級繞組匝數為：

故取Ns=30匝，那么次級繞組電流：

次級繞組裸線面積：

式中：J為電流密度，此處選為350 A/cm2。

初級繞組匝數：

故取Np=9匝，因為：

Ip=4Is=50 A

那么初級繞組裸線面積：

考慮趨附效應的影響，變壓器的工作頻率為20 kHz，在此頻率下，銅導線的穿透深度Δ=0.467 3，因此繞組應選用線徑小于0.93 mm的銅導線。這里原邊采用線半徑為0.4 mm 的漆包線29根并繞9匝,副邊采用線半徑為0.4 mm 的漆包線7根并繞30匝,原副邊采用分層交叉繞法。

2.1.2輸出濾波電感的設計

濾波電感屬于直流濾波電感，磁芯工作于I類工作狀態，為保證工作在電流連續模式下，則[13]：

式中：Ui為電感輸入端電壓，取為100 V；D為占空比，取為最大值0.45；fLf是輸出波形的頻率，即2倍的開關頻率，取為40 kHz；Io(ccm)是保證輸出電流連續的最小電流，一般取為10%Io(max)，取為1 A； 考慮裕量,取為設計值的5倍，即1.6 mH。

2.1.3輸出濾波電容的設計

輸出濾波電容與穩壓電源對電壓波動峰峰值的大小要求有關[14-15]：

式中：Uo為輸出電壓，取為400 V；Lf為輸出電感值，取為1.6 mH；fcf是輸出波形的頻率，即2倍的開關頻率，取為40 kHz；ΔUopp是輸出電壓允許的電壓波動值，取為10 V；考慮到濾波要求，取為3 μF,由于電解電容存在很大的ESR，所以選用2個CBB 155J 630 V的電容并聯。

2.2 軟件設計

采用數字控制實現移相全橋的穩壓或者MPPT，關鍵就是如何通過采樣電壓、電流等實時信息，通過控制器的外設接口和內部寄存器進行數據的處理，從而產生控制信號，即主要是如何產生PWM波形實現全橋電路的移相[16]。

選擇DSP的事件管理器B中兩個全比較單元4和5來實現，由全比較單元4產生的PWM7和PWM8來控制超前橋臂的上下管Q1、Q2，由全比較單元5產生的PWM9和PWM10來控制滯后橋臂的上下管Q3、Q4，那么固定CMPR4的值，通過移動CMPR5就可以實現占空比的改變。

以CMPR4為參考時序進行分析，假設在增計數時CMPR4的值為Value1，那么在減計數時就是T3PER-Value1。當全比較單元5產生中斷時，判斷該時刻定時器3是增計數還是減計數，如果是增計數，那么賦給CMPR4和CMPR5在減計數上新的比較值，此時CMPR5的數值是按反饋調節輸出進行調節的，而CMPR4只是在兩個固定的數值之間來回變化；由此可知PWM7和PWM8的控制信號是一直不變的，而PWM9和PWM10會隨著CMPR5的變化而變化，即達到了移相的目的。

圖7所示為在DSP內部產生移相PWM波形的程序流程圖。

3 實驗結果

綜上所述，采用的方案成功地設計了一款數字控制的移相全橋變換器系統，進行如下實驗。

3.1 實現最大功率點跟蹤的測試實驗

PV陣列：3片太陽板串聯，總功率為230×3=690 W，理想空載電壓為36×3 =108 V。測試條件：溫度適中，光照強度不是很大，采用額定功率為100 W的燈泡并聯作為負載，PV輸出的空載電壓為98 V。

測試數據如下：

由表1～6可以看出，在后端電壓不加控制時，在不斷增加負載的過程中，PV的輸出功率是不斷增加的，這說明光伏陣列能量輸出大于負載所需；當燈泡加到6以后，光伏輸出功率幾乎不變了，說明此時PV輸出功率不足以提供負載所需，此時才能夠跟蹤到最大的輸出功率，而且通過表中數據可以發現，這種跟蹤方法可以實現最大功率點的跟蹤。

表1

3.2 實現穩壓控制實驗

直流側的穩壓波形如圖8所示，由波形可以看出，電壓波形基本可以穩住，只存在很小的波動，在+/-20 V以內，與預期規定的5%電壓調整率相符合。

圖8 直流側電壓波形

4 結 語

數字移相的高頻鏈光伏供電系統可以實現最大功率點跟蹤或者負載穩壓，性能良好并已成功應用于直流光伏與市電聯合供電系統中。實驗結果表明，該設計方案切實可行。

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