大容量儲能系統(tǒng)三電平雙向DC／DC變換器的研制與仿真

楊曉輝，程 紅，于慶廣

（1.中國礦業(yè)大學（北京）機電學院，北京100083；2.清華大學電機系，北京100084）

0 引言

隨著智能電網技術的發(fā)展，兆瓦級以上大容量儲能技術受到越來越多的關注［1－2］。能量傳輸系統(tǒng)（PCS）是儲能介質與電網的接口，能量通過PCS實現在儲能介質和電網之間的雙向流動。大容量儲能系統(tǒng)的PCS有兩種常見的結構［3］。一種是由雙向脈沖寬度調制（PWM）整流逆變器構成的僅含DC／AC環(huán)節(jié)的PCS。該拓撲結構簡單、能耗較低，但是儲能介質的端電壓限制了交流側電壓水平，無法實現儲能系統(tǒng)容量的靈活配置。若電網側發(fā)生短路故障會在PCS直流母線上產生短時大電流，會對儲能系統(tǒng)產生沖擊。另一種是包含DC／DC和DC／AC環(huán)節(jié)的PCS。該拓撲結構的DC／DC環(huán)節(jié)可以控制直流電壓的升降，實現儲能介質端電壓與DC／AC環(huán)節(jié)直流母線電壓匹配。儲能系統(tǒng)容量的不斷增大，母線電壓也越來越高，這就對PCS中直接與儲能介質相連的DC／DC環(huán)節(jié)提出了更高的要求。

本文提出了一種適用于大容量儲能系統(tǒng)的隔離型雙向DC／DC變換器。其以半橋三電平結構為基礎，并與后級雙向DC／AC變換器一同構成高頻鏈式PCS。本文對該變換器的主電路拓撲結構、工作原理和器件電壓應力等進行分析，詳細闡述了該變換器在單移相調制策略下的工作特性。

1 主電路的拓撲結構和工作原理

高頻隔離雙半橋三電平雙向DC／DC變換器由兩個半橋三電平結構單元對稱的連接于高頻變壓器一、二次側構成，含有兩個功率變換級。其中，一次側單元與大容量的儲能介質相連，二次側單元與DC／AC環(huán)節(jié)直流母線側相連。其主電路拓撲結構如圖1所示。

圖1 高頻隔離雙半橋三電平雙向DC／DC變換器的主電路拓撲結構

變壓器一次側的結構單元由帶有反并聯二極管和電容的開關管S1、S2、S3、S4，續(xù)流二極管D1、D2，分壓電容C1、C2和飛跨電容C3組成。其中，分壓電容C1、C2為大容量等值電容，其電壓為輸入電壓的一半。飛跨電容C3起到平衡C1、C2上電壓，同時解耦開關管S1、S4和S2、S3開關過程的作用。D1、D2起到均衡開關管所受電壓應力的作用，電感L起到能量傳輸和存儲的作用。根據功率流傳輸方向的不同，該變換器工作狀態(tài)分為兩種：當功率由儲能介質流向電網側，即U1→U2時，稱為正向功率流狀態(tài)；反之稱為反向功率流狀態(tài)。

將電路中的U2側折合到U1側，變壓器取T型等效電路，忽略勵磁回路影響，可以得到移相控制的隔離雙向DC／DC變換器的等效電路如圖2所示。

圖2中，L′為變壓器等效漏感與串聯電感的等效電感。通過控制開關管S1～S8的開關信號可在等效電感L′兩側得到占空比為50%的方波電壓UAB、UCD。兩幅值分別為U1／2和U2／2。通過控制UAB、UCD的相角就可以達到控制功率大小和流向的目的。

圖2 隔離雙向DC／DC變換器等效電路

開關管的總器件應力（TDR）是決定電路拓撲適用于何種電壓等級的重要指標。在輸出功率Po＝UI的情況下，就以常見的H橋拓撲與半橋三電平拓撲相比較，如圖3所示。

圖3 全橋拓撲與半橋三電平拓撲的對比

在H橋拓撲中每個開關管所承受的電壓應力等于輸入電壓，電流應力等于負載電流I，其TDR＝4UI／Po＝4。半橋三電平拓撲采用大電壓、小電流傳輸方式，每個開關管承受的電壓應力為輸入電壓2U的一半（輸入電壓為2U時，輸出功率達到Po），電流應力為的負載電流I，其TDR＝4UI／Po＝4。

由此可知，在輸入電壓U相同時，開關管承受的電壓應力，半橋三電平拓撲比H橋拓撲小一半。當傳輸功率Po相同時，半橋三電平拓撲采用大電壓、小電流方式傳輸方式，兩者電壓應力相等。因此，半橋三電平拓撲適用于大容量儲能系統(tǒng)高電壓大功率輸入輸出場合。

2 單移相調制下的工作特性

2.1 單移相調制下的工作波形

在單移相調制策略下，變換器的每個半橋三電平橋臂中，所有開關管的驅動脈沖的占空比均為50%，且上半橋臂的兩個開關管和下半橋臂的兩個開關管的驅動脈沖互補。由于變壓器兩側半橋開關管的驅動脈沖存在移相，由此得到的兩側橋臂的輸出電壓也存在移相。變換器達到穩(wěn)定正向功率流狀態(tài)和反向功率流狀態(tài)時的工作波形如圖4所示。

圖4 變換器工作于正反相功率流模式時的理想波形

2.2 功率特性分析

φ為變壓器一二次側橋臂輸出電壓UAB與UCD之間的移相角，電感電流iL為一個關于ωt的函數，ω為開關角頻率。在一個開關周期內將iL的波形分為4段，分別如下：

在一個開關周期內，iL（2π）＝iL（0），可得：

當α＝π時，根據正負半周的對稱性可知I（0）＝－I（π），可得：

據以上可知，系統(tǒng)傳遞的功率為：

由式（5）可知，當0＜φ≤π時，P＞0，功率流正向傳輸；當－π＜φ≤0時，P＜0，功率反向傳輸；當φ＝π／2時，變換器傳輸的正向功率流達到最大值Pmax；當φ＝－π／2時，變換器傳輸的反向功率流達到負的最大值Pmin。

2.3 軟開關條件

由于開關管工作在高頻狀態(tài)下會產生極大的開關損耗，所以開關管必須工作在軟開關條件下。變換器采用零電壓（ZVS）導通關斷，以正向功率流狀態(tài)為例，需滿足以下條件：電感電流iL在開關管S1導通時為負，在開關管S5導通時為正，即在0°和φ之間，電感電流iL過零［4］。其他開關管開關情況類似。由此可知變壓器一次側半橋三電平橋臂實現軟開關的條件為：

變壓器二次側半橋三電平橋臂實現軟開關的條件為：

若讓變換器的所有開關管都能工作在軟開關條件下，φ需同時滿足式（6）和式（7）。由以上可知：當nUCD／UAB＝1時，變換器一二次側的開關管在全載范圍內能實現ZVS；當nUCD／UAB＜1時，正向功率流狀態(tài)下變壓器二次側實現ZVS的范圍減小，并隨著其值的增大，實現ZVS的范圍越來越小；當nUCD／UAB＞1時，正向功率流狀態(tài)下變壓器一次側實現ZVS的范圍減小，并隨著其值的增大，實現ZVS的范圍越來越小。反向傳輸模式與之相反。

3 控制系統(tǒng)設計

閉環(huán)控制系統(tǒng)是變換器設計的核心部分。采用電流型控制模式［5］實現雙閉環(huán)控制，控制量d（s）與輸出電壓、電流的閉環(huán)傳遞函數如圖5所示。圖5中，Gur（s）為電壓環(huán)控制器；Gir（s）為電流環(huán)控制器；e－Ts為由系統(tǒng)采樣、計算等引起的延遲；Gud（s）為輸出電壓對移相角的傳遞函數。

為方便地對系統(tǒng)進行狀態(tài)反饋校正，電壓環(huán)和電流環(huán)的控制器Gur（s）和Gir（s）均采用數字PI調節(jié)器來實現。當負載電壓反饋值Uf小于電壓環(huán)給定值Ur時，即Uf＜Ur時，內環(huán)電流環(huán)的給定值Ir＞0，在內環(huán)電流環(huán)控制下電感電流If跟隨電流給定，此時儲能介質發(fā)出功率，變換器處于正向功率流狀態(tài)。反之，當Uf＞Ur時，有Ir＜0，If＜0，此時儲能介質吸收能量，變換器工作在反向功率流狀態(tài)。

圖5 閉環(huán)控制系統(tǒng)框圖

4 仿真研究

設定雙半橋三電平雙向DC／DC變換器主要器件參數為U1＝1000 V，U2＝800 V，L＝45μF，f＝100 k Hz。在MATLAB simulink環(huán)境下進行仿真，變換器一二側橋臂輸出的電壓UAB、UCD，電感電流IL，電感電壓UL以及輸出電壓U2如圖6所示。

圖6 變換器在單移相調制策略下的仿真圖

由圖6中可看出，當輸入電壓U1＝1000 V時，一二側橋臂輸出的方波電壓UAB、UCD幅值均為500 V；開關管承受的最大電壓Umax＝500 V，為輸入電壓U1的一半。因為電感值較大，電感電流IL波形接近正弦波，電感電壓UL有三個電平。輸出電壓U2在0.04 s達到穩(wěn)定狀態(tài)，并嚴格控制在800 V。

5 結語

本文設計了一種適用于大容量儲能系統(tǒng)的三電平隔離雙向DC／DC變換器，通過對變換器在一個周期內的理想波形進行分析，說明了雙半橋三電平對稱結構可以實現能量雙向流動的條件和達到最大傳輸功率的最值條件，并給出了開關管工作在軟開關條件的約束條件。

通過仿真證明，開關管承受的電壓僅為輸入電壓的一半，且輸出電壓穩(wěn)定性良好。該變換器為大電壓大功率的PCS提供了一個很好的解決方案。

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