AFDX仿真器10M工作模式校準方法研究

付軍立，肖斌

（中航工業北京長城計量測試技術研究所，北京 100095）

AFDX仿真器10M工作模式校準方法研究

付軍立，肖斌

（中航工業北京長城計量測試技術研究所，北京 100095）

2.1 波形參數校準

10 Mbit/s波形參數校準采用帶差分輸入探頭的數字存儲示波器作為標準設備，原理如圖2所示。

圖中TD+和TD-分別為仿真器發送端的兩個差分信號輸出端，限流電阻值RC1與RC2為83Ω。負載電阻值RL為100Ω，精度要求±1%。［2］

AFDX總線仿真器在10 Mbit/s傳輸速率工作模式下，物理層信號采用差分雙極性曼徹斯特編碼方式，為同步時鐘編碼技術，信號波形的正跳變表示二進制信息 “1”、負跳變表示 “0”，接收端很容易就能從信號的跳變周期中恢復時鐘，進而恢復出數據邏輯。由于每一次跳變都代表一位二進制信息，波形始終處于連續變化狀態，因此對信號波形幅度對稱度、波形過沖和占空比失真沒有量值要求，校準項目側重于傳輸速率、差分信號幅度、上升時間、下降時間、上升/下降時間對稱度、發送抖動和帶寬分配間隔。

2.1.1 傳輸速率

傳輸速率定義為AFDX總線仿真器的信號發送端單位時間內輸出的數據信號總位數，以 “兆比特每秒”表示，單位Mbit/s(可簡寫為Mb/s)。如假設一幀數據長度為L(字節，byte)，發送一幀數據的時間為t (s)，則信號傳輸速率為

由于AFDX一幀數據的最小長度為84字節［1］，采用定義方式測量時，需要至少測量一個完整的數據幀，要求示波器具備一定的存儲深度和 “N_period”(多周期)測量功能。因此，可以采取直接測量AFDX有效載荷數據信號位波形周期的方式獲得數據傳輸速率。即設定AFDX總線仿真器輸出連續“00”或 “FF”的十六進制數據，使有效載荷數據段波形呈現規則的周期信號，測量10個脈沖周期T1(ns)，用下式計算數據傳輸速率為

傳輸速率校準結果應符合10 Mbit/s±0.01%的要求，不確定度優于3×10-5。

2.1.2 差分信號幅度

差分信號幅度是指傳輸信號波形從零電平至正向或負向脈沖幅度的絕對值，如圖3所示。

差分信號幅度的校準采用 “密度分布平均法”，在一個完整數據幀中分別對幀頭、有效數據載荷和幀尾部分波形的正負向幅度分別進行測量，所有測量值應符合公式 (3)要求，不確定度優于5%。

2.1.3 上升/下降時間

上升時間是指傳輸信號波形從峰峰值的10%上升到90%所需要的時間；下降時間是指傳輸信號波形從峰峰值的90%下降到10%所需要的時間，如圖3所示。根據10 Mbit/s物理層信號傳輸使用差分雙極性曼徹斯特編碼方式，在測量上升時間時設定AFDX總線仿真器輸出 “FF”的連續十六進制數據包，測量下降時間時設定AFDX總線仿真器輸出 “00”的連續十六進制數據包，則獲得的測量數據均為代表 “1”或“0”的有效邊沿建立時間。上升/下降時間校準結果應符合公式 (4)要求，不確定度優于5%。

2.1.4 上升/下降時間對稱度

上升/下降時間對稱度是評價上升時間和下降時間的一致性，對于10 Mbit/s的差分雙極性曼徹斯特編碼方式，應包括數據為 “1010…”時，代表 “1”的上升時間 “Tr”和代表 “0”的下降時間 “Tf”之間的一致性；連續“0000…”的下降時間 “Tf0”和過渡上升時間 “Tr0”之間的一致性；以及連續 “1111…”的上升時間 “Tr1”和過渡下降時間 “Tf1”之間的一致性，取最大差值應同時滿足公式 (5)要求，不確定度優于5%。

2.1.5 發送抖動

發送抖動為連續兩個相同方向過零點之間的時間間隔與理想時間間隔 (100 ns)的偏差。校準過程中，設定AFDX總線仿真器輸出連續 “00”或 “FF”的十六進制數據，使有效載荷數據段波形呈現規則的周期信號，直接測量單個信號周期T(ns)，如圖4所示。

發送抖動校準結果應符合公式 (6)要求，不確定度優于1%。

2.1.6 共模輸出電壓

共模輸出電壓是由于10 M發送端TD+和TD-兩個端口輸出信號之間存在的相位差而產生的，包含了端口信號的同相直流偏置，當TD+和TD-兩個端口輸出信號相位完全相同時 (工程上無法做到)，共模輸出電壓應為TD+和TD-兩個端口輸出信號直流偏置的代數和。校準原理如圖5所示。

圖5中兩個47.5Ω電阻之間的一致性不超過±0.01%［2］。

共模輸出電壓校準波形如圖6所示，圖6中，V+max，V-max分別表示以零電平為基準、正向和負向脈沖峰值的最大值。

共模輸出電壓校準結果應符合公式 (7)要求，不確定度優于5%。

2.1.7 帶寬分配間隔校準

帶寬分配間隔BAG為兩個連續的數據幀之間的時間間隔，可設定為 (1～128)ms之間為2的整數次冪的任一數值［3］，校準結果應在±0.5 ms范圍內，不確定度優于0.1%。

帶寬分配間隔的校準可以采用兩種方法，一是示波器直接測量法：10 Mbit/s數據信號波形頻率為20 MHz，為保證波形不失真，設定示波器采樣為200 MSa/s，并保證測量兩個完整的數據幀，按最小數據幀(84 byte，67.2μs)計算，則測量128 ms的最大帶寬分配間隔時，測量時長為128.1344 ms，所需存儲深度應不小于25.63 Mpts，對示波器的存儲深度要求較高。

另一種方法是采用間接測量法，采用AM26LS32差分轉單端信號處理芯片，將一個完整的10 Mbit/s數據幀處理成一個單脈沖周期信號，當循環發送同一數據幀時，輸出端產生一個以BAG為周期的單脈沖信號，直接測量處理后的信號周期即為帶寬分配間隔。

“我最清楚的記憶來自6歲那年的遭遇。那是一個禮拜天，母親陪著我們兄弟倆走下公寓的臺階。我們正準備去教堂。正沿著走廊走向大門口時，我們聽見巨大的撞擊聲，混雜著尖叫聲和呼救聲。三輛載著家人的轎車發生了事故。不知怎的，混亂中，我松開了抓著母親的手。我站在路邊，看見有什么東西從一輛翻轉的車里滾落出來。它停在我所站的馬路牙子邊。那是一個小女孩的頭。我彎下腰，想去觸摸那張臉，和她說話——但在碰到她之前，我就被什么人拽走了?！?/p>

2.2 端接特性校準

2.2.1 接收端共模抑制校準

共模抑制是評價AFDX總線仿真器接收端抗共模干擾的能力，校準原理如圖7所示。

圖7中：R1=71.5Ω，R2=148Ω，誤差要求±1%［2］。共模干擾信號Ecm-r為頻率范圍0.1 Hz～500 kHz、峰峰值幅度小于25 V的方波。正常數據信號源ES可以采用經過電氣特性校準的AFDX仿真器發送端或其他符合ARINC664協議的AFDX數據信號發生器，校準過程中疊加符合上述要求不同頻率、不同幅度的干擾信號，應不影響正常數據的接收。

2.2.2 回波損耗校準

回波損耗，又稱反射損耗，是端口反射功率與入射功率的比值，用分貝 (dB)表示。對于一個理想的阻抗匹配端口，沒有能量被反射回來，回波損耗就是無窮大。AFDX仿真器10 Mbps接口使用雙向信令的方式，同時雙向傳輸，芯片的管腳在發射數據信號的同時也接收數據信號。如果回波損耗低的話，信號會在差分傳輸線上形成多重反射，影響信號完整性，是非常關鍵的校準項目。

AFDX仿真器回波損耗的校準應對發送端和接收端分別進行校準。校準原理如圖8、圖9所示。

圖中的不平衡變壓器起信號隔離耦合作用。AFDX總線仿真器的信號發送端、接收端均為平衡信號，其負端與地參考是分開的；而網絡分析儀的輸入、輸出端口是不平衡信號，其負端是地參考端，不平衡變壓器實現兩種信號的隔離耦合。選用3dB帶寬為20 MHz的不平衡變壓器，網絡分析儀掃描頻率范圍5～10 MHz，校準結果應不小于15 dB，不確定度優于10%。

3 校準試驗驗證

校準試驗驗證過程中標準設備采用DSO90604A型數字存儲示波器+1134A差分探頭和E5071C網絡分析儀，校準對象采用美國EXCalibur公司生產的Exc-ARINC664-PCIe型AFDX總線仿真器，校準結果見表1。

從校準結果可以看出，本文所述校準方法是可行的，校準結果符合ARINC664標準的要求。不確定度包含了標準設備、校準接口適配器和重復性等影響，且受標準設備精度及系統帶寬影響較大，僅代表本次測量結果的不確定度。

4 結論

對于AFDX總線仿真器進行校準，可以將總線數據端口的量值通過示波器、網絡分析儀等通用測量設備溯源至國家基標準，從而確保AFDX總線參數量值統一；為AFDX總線仿真器新設備的驗收、周期校準提供方法依據。

［1］ARINC664 Aircraft data network［S］.Aeronautical Radio，INC.2006.

［2］IEEE Std 802.3，Carrier sense multiple access with collision detection(CSMA/CD)accessmethod and physical layer specifications［S］.The Institute of Electricaland Electronics Engineers，Inc.，2002.

［3］AFDX/ARINC 664 Tutorial(1500-049)［Z］.Condor Engineering，Inc.，2005.