光伏逆變器控制策略的仿真研究

王昉，馬愛平，劉陵順，張樹團

?

光伏逆變器控制策略的仿真研究

王昉1，馬愛平2，劉陵順1，張樹團1

(1. 海軍航空工程學院，山東煙臺 264001；2. 海軍航空工程學院學員35隊，山東煙臺 264001)

本文介紹了光伏逆變器拓撲結構，建立了前級DC/DC變換電路與后級基于電流滯環跟蹤控制的電壓型逆變電路仿真模型，并對系統進行了仿真分析。通過仿真驗證了該光伏逆變器控制策略的可行性。

光伏逆變器 DC/DC 電流滯環跟蹤

0 引言

當前，人類對太陽能的利用有三個領域，即光電轉換、光熱轉換和光化轉換。其中我們應用最多也最為廣泛的還是將太陽能轉化為電能的光電轉換方式。太陽能光伏發電是目前人類利用太陽能效率最高、技術最成熟、普及最廣的方式。因此，大力發展完善光伏發電技術，利用清潔高效的太陽能才是解決當今世界能源危機的最根本途徑[1]。

1 光伏逆變器的電路拓撲及控制

通常按照有無隔離變壓器將光伏逆變器分為隔離型和非隔離型。在隔離型系統中，變壓器將電能轉化為磁能，在將磁能轉化為電能，在這一轉化過程中將導致一定的能量損耗，一般數千瓦的小容量變壓器導致的能量損失可達5%甚至更高，這使得系統的能量轉化效率過低。而在非隔離型系統中，由于省去了笨重的工頻變壓器或復雜的高頻變壓器，系統結構簡單，質量變輕，且具備低能耗，高效率，低成本等諸多優點[2]。

在傳統的單級非隔離光伏逆變器系統中，光伏陣列輸出的電壓必須在任何時刻都高于電網電壓峰值，所以需要光伏電池板串聯，提高電壓等級。但是多個串聯電池板可能由于云層遮擋等因素導致輸出能量的嚴重損失，光伏組件電壓跌落，無法保證輸出電壓時刻高于電網電壓峰值，進而導致整個光伏系統無法正常工作。而且這使得光伏組件乃至整個系統都必須具有較高的絕緣等級，因而只有一級的能量變換往往難以實現最大功率跟蹤和并網逆變這兩個功能。

而多級非隔離型光伏逆變器系統中，功率變換部分一般由DC/DC和DC/AC多級變換器級聯組成，增加的前級DC/DC變換電路起到了調節光伏電池組輸出電壓的作用，可以較好地解決傳統非隔離系統存在的問題[3]。該結構已成為今后主要的光伏逆變器結構。系統的電路拓撲結構如圖1所示。

1.1 前級DC/DC變換電路

前級DC/DC變換器，可選擇的形式有降壓式變換電路(Buck converter)，升壓式變換電路(Boost Converter)，升降壓式變換電路（Boost．Buck Converter），庫克式變換電路（Cuk Converter）等[4]。其中升壓變換器有較好的工作特性，它可以始終工作在輸入電流連續的狀態下，只要輸入電感足夠大，電感上的紋波電流小到接近平滑的直流電流，因此只需加入通量較小的無感電容甚至不加電容，避免了加電容帶來的弊端。升壓電路簡單，功率開關器件的驅動設計方便，因此，選用Boost升壓電路，結構如圖2所示。

升壓電路的工作原理如下：

U為升壓后電壓，D為占空比，U為光伏序列輸出電壓，可令開關器件的工作周期為，則其導通時間即為，關斷時間持續(1-)。所以又有：

1.2 后級逆變器主電路

逆變器主電路最常用的結構有半橋和全橋兩種。全橋電路由于橋臂輸出電壓存在零電壓續流狀態，可實現倍頻，在較低的開關頻率下可以獲得更好的諧波控制。本文采用單相全橋逆變電路[4]。圖3所示是單相全橋逆變器主電路結構圖。

該電路共有四個開關器件，采用 180°導電方式，其輸出為幅值相同極性相反的矩形波。圖中，開關器件均有一個反并聯二極管，用于開關器件關斷時繼續保持電流通過。

1.3 電流滯環跟蹤控制方式

電流滯環跟蹤控制方式采用電流反饋控制，將輸出電流與給定的標準電流波形進行對比，通過滯環環節對開關器件的通斷進行控制，完成輸出電流信號對給定電流信號的跟蹤。實際應用中一般采取電壓電流雙閉環結構，外環采用電壓反饋控制環，內環采用電流反饋控制環[5]，如圖4所示。

首先電壓PI調節器所產生的電流乘以表示電網電壓的單位正線信號參數后，即可得到給定電流的電流信號*，以此電流信號作為基準，對輸出電流進行采樣，得到實際反饋電流I，再將兩者進行比較。設定固定的滯環環寬2h，滯環控制的中心思想即為將電流波動控制在滯環環寬內。將實際電流反饋于給定電流進行比較：I-i>h或I-*<-h時則滯環比較器會產生相應的開關器件控制信號來控制開關器件的通斷，使輸出電流相應增大或者減小，再次回到滯環環寬范圍內。通過這種控制方式，則輸出電流在滯環反饋的控制下，始終保持在滯環范圍內波動，實現滯環電流跟蹤控制。

這種控制方式的核心在于滯環寬度的控制，具有控制的方法較簡單，電流能夠較快的響應等優點。同時，由于其控制性能完全依賴于滯環，當環寬設定較大時，兩次調節電流的時間較長，開關器件開通關斷的間隔較長，器件要求不高，但由于環寬較大，輸出電流的高次諧波分量大，其輸出的誤差相應較大。相反，環寬設定較窄時，兩次電流調節時間短，雖然可以獲得較小的誤差，但是器件開關頻率較高。

2 仿真分析

2.1 前級Boost電路仿真

取輸入電壓為24 V，升壓目標為220 V，脈沖占空比為0.89，脈沖周期為= 0.2 ms，= 5000 Hz，初選參數為0.1 mH，的參數為1 μF，仿真輸出波形如圖5所示。

所得仿真結果為：輸出電壓在0.1416 s之后穩定在220 V，滿足升壓要求。仿真中同時發現單獨對等參數進行調整的時，升壓環節仿真波形也隨之產生變化。

1) L取較大值時，升壓波形響應速度較慢，但超調越小，取較小值時，升壓波形響應速度較快，但超調則越大。

2)取較大值，可抑制紋波，超調較大且波形穩定需要的時間較長；反之，取較小值，紋波較大，超調較小甚至無超調，曲線比較平滑，且調整時間較小。

2.2 后級DC/AC逆變環節仿真分析

采用電壓電流雙閉環控制方式，設定環寬參數=0.2，電感= 2 mh，電阻=0.5Ω，則得輸出波形仿真如圖6所示：

從圖6中可以看出電流輸出波形穩定性好，其值更加逼近電流給定值，輸出電流I對給定電流I的跟蹤效果好。從FFT分析結果可以看出，輸出電流中諧波含量少，波形質量高。

2.3 逆變系統整體仿真

對逆變系統整體進行仿真，控制策略選用較為簡單的電流單閉環控制的方法。

其仿真電路如圖7所示。

初始參數設定為：前級升壓環節：電源電壓為=24 V，升壓目標為220 V，則脈沖占空比為=0.8909，脈沖發生器參數設定為0 320.7。脈沖周期為s = 0.2 ms，= 5000 Hz，初選升壓環節參數為0.1 mH，濾波電容的參數為0.01 F，電容初始電壓為0 V。后級逆變環節：電感=2 mh，負載電阻=0.5Ω，為取得較好電流滯環控制效果，滯環環寬參數設定為=0.2，其仿真波形如圖8所示。

由圖8可見，電流輸出波形I初始時與給定流電I相差較多，4.95 ms之后，輸出電流I跟蹤到給定電流I，并開始跟隨給定電流，其波形波動也滯環環寬范圍內變換，基本實現電流滯環跟蹤控制。

3 結論

本文主要研究了非隔離型光伏逆變系統。建立了光伏逆變器的仿真模型。研究了前級DC/DC變換電路的基本工作以及后級DC/AC逆變環節的雙閉環控制策略。分別進行了兩級電路及逆變系統整體電路的仿真分析，獲得了仿真實驗波形。通過輸出波形可以看出，雙閉環控制策略是一種具有良好實用性的控制手段，具有動靜態特性好，輸出波諧波含量少，正弦特性好的優點。通過對逆變系統整體的仿真分析，驗證了非隔離型光伏逆變系統的可行性。

[1] 張曉霞，侯競偉，殷攀攀等．太陽能發電系統現狀及發展趨勢[J]．機電產品開發與創新，2007，20(5)：16-18．

[2] 宋濤松．單相光伏發電系統與并網控制策略的研究[D]. 成都：電子科技大學，2011，8-12．

[3] 張興，曹仁賢等．太陽能光伏并網發電及其逆變控制[M]．機械工業出版社，2010：223-230．

[4] 周雪松，宋代春，馬幼捷等．光伏并網逆變器的控制策略[J]．華東電力，2010,38（1）：80-83.

[5] 李俊林，熊健，康勇．基于雙環控制和重復控制的逆變器研究[J]．電源技術應用，2004，7（4）：223-227．

Simulation of Control Strategy for Photovoltaic Inverter

Wang Fang1, Ma Aiping2, Liu Lingshun1, Zhang Shutuan1

(1. Shandong Aviation Engineering Institute, Yantai 264001, Shandong, China; 2. The 35th Team of Shandong Aviation Engineering Institute, Yantai 264001, Shandong, China)

TN722

A

1003-4862（2014）11-0007-03

2014-05-16

王昉（1982-），女，講師，工學碩士。研究方向:電力電子與電力傳動。