應用于Doherty功放的寬帶可調功率合成網絡

郭曉鋒，葉 焱，劉太君，徐 謙

（寧波大學信息科學與工程學院，浙江寧波315211）

0 引言

隨著通信技術的快速發展，現代移動通信系統呈現出多種通信標準并存、多個通信頻段劃分的局面[1]。多波段、多模式操作不可避免地成為了未來移動通信系統發展的趨勢[2]。Doherty功放由于具有顯著的效率提高能力，成為現代基站部署的首選結構之一，然而其功率合成器內在的窄帶特性使其在現代及未來寬帶通信系統中的應用受到限制[3]。因此開展功率合成網絡的多波段、多模式操作研究成為了國內外學者關注的焦點[4－8]。

功率合成網絡主要由一定特性阻抗的1/4波長線組成，研究功率合成網絡的寬帶可調操作旨在研究1/4波長線的寬帶可調操作。近幾年來，T型微帶線結構、射頻開關和多枝節耦合線等被廣泛應用到1/4波長線阻抗變換器的多波段設計中。文獻[5]提出了一種并發雙波段1/4波長阻抗變換器結構，通過對傳統T型傳輸線網絡的分析設計，實現相分離的2個頻點處的1/4波長傳輸線功能。文獻[8]中，借助于單刀多置射頻開關在多個不同頻點1/4波長線間切換，來實現1/4波長線的多波段操作。以上方法設計的功率合成網絡，瞬時工作帶寬相對較窄，占用電路面積過大，不適用于現代移動通信系統。

1 理論分析及設計公式

1.1 變容二極管拓撲結構分析

一個變容二極管電容值通?？梢员硎緸閇9]:

式中，C（V）是反向偏置V時總的電容值;φ是變容二極管的內建電勢（0.6～0.8V）;K是常數;n是冪律指數（約為0.5）。

變容二極管外加射頻信號Vac后，真正施加在變容二極管上的偏置電壓是v=Vdc+Vac，Vdc是加載的直流偏置電壓，改寫式（1）可以得到:

式（2）按照Volterra級數展開可以得到:

其中:

由式（3）可知，隨著射頻信號Vac的加載，產生了大量的偶次和奇次分量，C1的存在導致了二階失真，C2的存在導致了三階失真，從而引起了系統的非線性失真。在雙音信號的激勵下，三階互調失真極易落在帶內，不易被濾波器消除，造成了較大影響。通過研究發現[10]，將變容二極管按照圖1（a）反向串聯的連接方式接入電路，可以很好地抵消因為器件的非線性產生的偶次諧波失真和互調失真。

圖1 電路結構框圖

1.2 1/4波長線pi型網絡等效

圖1（b）所示為傳統單波段1/4波長微帶線，其特性阻抗為Z0。它可以由一段微帶線并聯2個電容后構成的pi型網絡等效電路進行等效，具體結構如圖1（c）所示，pi型網絡等效電路中，串聯微帶線電長度為θ，特性阻抗為Z，并聯電容容值為C。為了便于分析，假設所提出的結構是無損耗的。

圖1（c）所示pi型網絡1/4波長等效電路的ABCD參數可以寫為:

式中，ω代表角頻率。

而圖1（b）所示傳統1/4波長微帶線的ABCD參數為:

由提出的pi型網絡等效電路與一段特性阻抗為Z0、相位為90°的微帶線等效可得:

則提出的pi型網絡等效電路中的元件參數可由式（8）和式（9）確定:

2 可調1/4波長線結構

根據以上理論分析，提出了一種可調1/4波長阻抗變換器[11]結構，如圖2所示。將圖1（a）所示反向串聯變容二極管結構，替換圖1（c）所示的1/4波長線pi型網絡等效電路中的并聯電容，實現電容的可調節操作。合并化簡式（8）和式（9），得到式（10）如下:

式中，f為與角頻率ω對應的工作頻率;特性阻抗Z可由pi型網絡等效電路中串聯微帶線的尺寸近似確定。

圖2 可調1/4波長阻抗變換器結構

由式（10）可知，pi型網絡等效電路中并聯電容容值C與工作頻點f成反比關系。因此借助變容二極管的電調特性，通過調節其偏置電壓，實現pi型1/4波長線等效電路的調諧操作。

3 實驗仿真及性能分析

利用安捷倫ADS（Advanced Design System）[12]仿真軟件，對所提出的pi型可調1/4波長線阻抗變換器進行了仿真驗證。設計指標是1.65～2.05GHz（400MHz）帶寬內，實現pi型1/4波長線調諧工作，瞬時工作帶寬為50MHz。圖2中的X1～X4選用Skyworks公司的SMV2020－079LF壓控變容二極管（0.35～3.20 pF）。同時又設計了一段中心頻率在1.85GHz的傳統1/4波長微帶線進行性能比較，結構如圖1（b）所示。印制板的介質材料選擇的是Rogers4350B微波介質基片，相對介電常數為3.66，厚度為0.762mm。

所設計的可調1/4波長線串聯微帶參數W=1.51mm、L=19.86mm，并聯變容二極管偏置電壓參數（Vbias）選取如表1所示，傳統1/4波長微帶線參數W1=1.59mm、L1=24.08mm。在較寬頻帶范圍內（1.65～2.05GHz），所設計的可調1/4波長阻抗變換線的S參數如圖3（a）所示，通過電調諧，實現插入損耗S21在－0.20dB以內，與傳統1/4波長線相當;回波損耗S11好于－25dB，且優于傳統1/4波長線;在較寬頻帶范圍內，保證了pi型1/4波長阻抗變換器近似50Ω的特性阻抗。另外，所提可調阻抗變換網絡的90°相位誤差如圖3（b）所示，整個頻段內保持在±3°以內，優于傳統阻抗變換網絡±12°的相位誤差。

表1 可調1/4波長線并聯變容二極管偏置電壓參數

圖3 可調阻抗變換網絡及傳統阻抗變換網絡的仿真結果

接著采用飛思卡爾半導體公司峰值輸出功率4W的MW6S004N設計了4個Doherty結構功放，結構框圖如圖4所示，分別工作在1.7GHz、1.8GHz、1.9GHz和2.0GHz，再將其中的單波段1/4波長線（圖4所示A、B部分）用可調1/4波長線（圖2所示）替換，僅通過調節偏置電壓，實現該網絡在4個頻點間的調諧和阻抗變換作用。

圖4 傳統Doherty功放結構框圖

圖5、圖6、圖7和圖8顯示了在連續波單音信號測試下的4個頻段Doherty功放增益和效率曲線，可調1/4波長阻抗變換線（“*”標記）替代單波段1/4波長阻抗變換線（“o”標記）以后，4個頻點處的Doherty功放增益和效率曲線基本接近，或者前者略低于后者。所設計可調1/4波長線在實現基本的1/4波長阻抗變換功能的同時，還實現了較寬頻帶范圍內的調諧工作。

圖5 1.7 GHz頻點處Doherty功放增益和效率曲線

圖6 1.8 GHz頻點處Doherty功放增益和效率曲線

圖7 1.9 GHz頻點處Doherty功放增益和效率曲線

圖8 2.0 GHz頻點處Doherty功放增益和效率曲線

4 結束語

分析了變容二極管的可調諧特性及其低失真拓撲結構，并結合傳統1/4波長線pi型網絡等效模型的結構特點，給出了一種可調功率合成網絡結構。通過實驗測得:在1.65～2.05GHz較寬頻帶范圍內，該結構能以直流電壓控制（0～20V）實現可調諧操作，并保持－25dB以下的回波損耗和±3°的相位誤差，與單波段1/4波長線構成的功率合成網絡相比，獲得較優的寬帶性能。因此，上述提出的方案很好地解決了Doherty功放中功率合成網絡帶寬展寬問題，它為現代無線通信系統中Doherty功放的多波段、多模式操作研究提供了一條有效的途徑。

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