基于橋臂輪換法的逆變電源新技術

王 聰 王榕生

（福州大學電氣工程與自動化學院，福州 350108）

1 系統主電路結構

單相全橋逆變電源系統主電路如圖1所示。從圖1中可以看出，系統主要包括三相橋式不控整流、直流濾波、全橋逆變和輸出LC濾波部分。三相交流電通過三相橋式不控整流電路之后得到脈動的直流電壓，此脈動的直流電壓經濾波電容濾波之后得到平穩的直流電壓，該直流電壓就是逆變電路的母線電壓，直流母線電壓經基于單極性正弦脈沖寬度調制實現的橋臂輪換法PWM新技術逆變，輸出電壓經LC濾波電路濾波，得到的單相交流電供給負載。

圖1 系統主電路圖

2 單極性橋臂輪換法PWM 新技術實現

橋臂輪換法PWM新技術的控制原理，即在前一周期使逆變電路的其中一個橋臂為工頻方波信號控制，另一個橋臂為PWM波信號控制，在下一周期將兩個橋臂的控制方式對調，如此周而復始。這就使得全橋逆變器左右橋臂的開關器件在兩個周期內具有相同的導通時間及開關狀態變化次數，帶來了顯著降低原有采用PWM控制的橋臂損耗的好處，均分了兩橋臂的發熱程度，利益是明顯的，對于提高ΙGBT開關器件應用可靠性具有顯著意義。

三相橋式不控整流后脈動的直流電壓經電容濾波后得到平穩的直流電壓接到單相全橋逆變電路，并通過LC濾波將輸出接到工頻使用設備上。為使輸出電壓的波形為可靠的正弦波，單相全橋逆變器的4個開關器件必須通過合理的開通、關斷來控制，本文通過DSP實現的單極性橋臂輪換法PWM新技術來滿足該要求。

現階段生成SPWM波的單極性SPWM控制方法有兩種：單邊SPWM波控制法是只將給定的正弦半波作為調制波，并將正值的三角載波與其作比較；雙邊SPWM波控制法是將給定的完整的正弦波作為調制波，與此正弦波的正半周作比較生成SPWM波的為正三角載波，與此正弦波的負半周作比較生成SPWM波的為負三角載波[1]。本文采用雙邊SPWM波控制法，單極性橋臂輪換法PWM新技術原理波形如圖2所示。

圖2 單極性橋臂輪換法PWM 新技術原理波形

圖2中，1、2、3、4分別是全橋逆變器4個開關器件的開通、關斷波形；c為逆變器輸出端a點電位波形；Vb為逆變器輸出端b點電位波形；Vab為逆變器輸出電壓波形。

橋臂輪換法PWM新技術的實現也是基于沖量等效原理：大小、波形不相同的系列窄脈沖變量，作用于同一慣性系統時，只要它們的沖量，即變量對時間的積分相等，其具有相同的作用效果[2]。因此，要使圖2中逆變器輸出電壓Vab的PWM電壓波在每一時間段都與該時段中正弦電壓等效，除每一時間段的面積相等外，每個時間段的電壓脈沖還必須很窄，這就要求脈波數量p很多。脈波數越多，不連續的按正弦規律改變寬度而幅值相同的多脈波電壓Vab(t)就越等效于連續的正弦電壓。對開關器件的通、斷狀態進行實時、適時的控制，使多脈波的矩形脈沖電壓寬度按正弦規律變化，就能得到近似的正弦波。

由圖1可知，a點的電位是通過左橋臂兩個ΙGBT控制的，當T1開通T2關斷時，a點接直流母線電壓的正極，為高電位；相反，當T2開通T1關斷時，a點接直流母線電壓的負極，為低電位。同理，當T3開通T4關斷時，b點為高電位；T4開通T3關斷時，b點為低電位[3]。逆變器的輸出電壓：

式中，Vab為逆變器輸出端a點電位；Vb為逆變器輸出端b點電位；Vab為逆變器輸出電壓。

其一，轉變經濟發展方式，提升發展質量和效益。在談到人的發展時，馬克思反復強調人的全面發展不是自然的產物，而是歷史的產物，歸根結底是社會生產力的產物。人的發展是以人的生命存在為前提條件的，其吃喝住行等一系列基本需要，只能在生產力的發展過程中才能得到滿足，生產力的發展、交往的普遍性是個人全面發展的條件，也是人類實現自身全面發展的一條歷史必然道路。轉變經濟發展方式，在某種程度上就是要解放人和開發人，讓全體人民進一步釋放勞動潛能，依靠創造性勞動實現人的個性自由和全面發展。

為使得到的逆變器輸出電壓波形等效于連續的正弦波電壓，就必須控制a、b點之間的電位關系，而a、b點的電位是通過實時、適時的控制左右橋臂開關器件的開通、關斷而得到的。因此，可以得出這樣的結論：通過控制單相全橋逆變器左右兩個橋臂4個開關器件實時、適時的通斷，能夠使得逆變器輸出電壓的波形按照我們設定的正弦規律變化，使輸出電壓近似于正弦波。

本文選用對稱規則采樣法來建立SPWM波信號的數學模型。

對稱規則采樣法以每個三角載波的對稱軸（本方案為底點對稱軸）為采樣時刻，該采樣時間已知，每個周期只采樣一次[4]。過三角載波的底點對稱軸與正弦波的交點，作平行于t軸的平行線，該平行線與三角載波的兩個腰的交點作為SPWM波開通和關斷的時刻，如圖3所示。其中Uc為三角載波峰值，UM為正弦波峰值，Tc為三角載波周期，M為調制度，Uon1、toff1是SPWM波的開通、關斷時間。

圖3 單極性對稱規則采樣法生成SPWM 波

由圖3可知，對同一橋臂而言，在正弦波的正半周，由三角形相似關系得

整理得

因此生成的SPWM波的脈寬為

令三角波頻率fC與正弦波頻率f之比為載波比N，因此有

式中，k為采樣序號。故

將式（6）代入式（3）得

所以在正弦波的正半周，開關器件的導通時間為ton。而在正弦波的負半周，導通時間

在一個周期內開關器件導通時間公式不同，因此需要通過軟件處理。

3 軟件設計

軟件設計中斷程序流程圖如圖4所示。

圖4 定時器下溢中斷子程序流程圖

本實驗采用TΙ公司生產的型號為TMS320LF2407的DSP芯片，該芯片專門設計了兩個用于電動機控制的事件管理器模塊EVA和EVB，每個事件管理器模塊都包含兩個16位通用定時器；8個16位脈寬調制PWM輸出通道和可以防止上下橋臂直通的可編程死區功能[5]。本軟件設計的程序中，載波頻率設置為9kHz，DSP晶振為20MHz，內部2倍頻，因此時鐘頻率為40MHz，計數周期為25ns。調制波頻率設為50Hz，調制度M為0.75，死區時間設為6.4μs，最小刪除脈寬設為4μs。定時器設為連續增減計數模式，下溢中斷，因此每個載波周期都將產生一次中斷，根據式（7）、（8）分別計算出下一個載波周期的比較值。

圖4所示的中斷子程序流程圖中：TEMP1為中間變量，隨采樣點數k的變化而變化；LH為判斷當前輸出波形是PWM波還是工頻方波；CMPR1、CMPR2是事件管理器EVA模塊的比較寄存器，用于裝入比較值[6]。DSP輸出橋臂輪換法PWM新技術波形（同一橋臂）如圖5所示。

圖5 DSP 輸出橋臂輪換法PWM 波形

4 實驗及結論

本實驗是將三相電經整流濾波電路之后接單相全橋逆變器，并將逆變輸出電壓經LC 濾波后得到正弦電壓，逆變器開關器件控制信號是按照單極性橋臂輪換法PWM 新技術原理編程并通過DSP 運行得到。實驗結果電壓波形如圖6所示。該輸出電壓頻率為50Hz，基波幅值為311V。

圖6 實驗結果電壓波形

單極性橋臂輪換法PWM新技術控制單相全橋逆變器輸出正弦電壓，理論分析及實驗結果證明該控制方法可行，輸出正弦電壓滿足工頻設備供電要求，且運行安全可靠，為后續實驗證明全橋逆變器左右橋臂損耗相近或相同奠定了基礎。

[1] 趙青.一種基于單極性SPWM 控制的正弦波逆變器的研究[D].浙江大學,2004.

[2] 陳堅,康勇.電力電子學電力電子變換和控制技術[M].北京:高等教育出版社,2011.6.

[3] 楊春華.正弦波逆變電源的研究與設計[D].東華大學,2009.

[4] 王曉明.電動機的DSP 控制 TΙ 公司DSP 應用[M].北京:北京航空航天大學出版社,2009.9.

[5] 劉和平,等.DSP原理及電機控制應用基于TMS320LF240x系列[M].北京:北京航空航天大學出版社,2006.

[6] 陳桂玉,黃燦水,李東旭,湯寧平.基于DSP 的中頻發電機逆變單相工頻電源設計[J].電工電氣,2010(11):18-20,24.