無隔離三相逆變器兩種直流分量抑制策略對比

吳彬,揭貴生,王恒利,陽習黨,朱威,陸明科

(海軍工程大學艦船綜合電力技術國防科技重點實驗室,430033,武漢)

無隔離三相逆變器兩種直流分量抑制策略對比

吳彬,揭貴生,王恒利,陽習黨,朱威,陸明科

(海軍工程大學艦船綜合電力技術國防科技重點實驗室,430033,武漢)

為了抑制無輸出隔離變壓器中由于控制漂移、器件性能不一致等原因使得三相逆變器輸出中包含的直流分量,提出了兩種直流分量的抑制策略并進行了對比分析。第一種是在dq坐標系下采用帶通濾波器檢測輸出電流直流分量并進行PI調節,然后補償SVPWM脈寬的策略;第二種是在abc坐標系下采用滑動平均濾波檢測出輸出電流的直流分量并進行PI調節,然后補償SVPWM脈寬的策略。通過理論分析和建模仿真對兩種策略進行了對比分析,并在450kW的三相逆變器上做了一系列實驗。結果表明,采用滑動平均濾波策略在不同負載下對輸出直流分量的抑制都有更好的效果,而帶通濾波策略在輕載下抑制效果不能達標,重載下抑制效果也沒有滑動平均法好。

450kW三相逆變器;帶通濾波;滑動平均濾波

隨著電力電子技術的飛速發展,逆變器在各行各業的應用越來越廣泛,使用者對它的體積和質量都提出了越來越高的要求,由于無輸出隔離三相逆變器可以有效地減少了逆變器的體積與質量,成為近年來研究的熱點。

逆變器失去了隔離變壓器的作用,由于控制電路中A/D采樣調理電路的漂移、死區、開關管本身及其驅動電路不一致等原因,逆變器輸出電壓中不可避免地出現直流分量,較大的直流電流會導致電網中變壓器或互感器飽和、變電所接地網電腐蝕等。美國國家軍標MIL-STD-704E規定,額定輸出電壓為115 V/400Hz逆變器的輸出電壓直流分量應小于±100mV[1-3]。

針對逆變器輸出直流分量,一般有電壓控制、電流控制兩種方式,兩者分別檢測輸出電流和輸出電壓的直流分量,然后反饋到閉環控制中去。輸出電壓中的直流偏置一般為mV級,經過A/D采樣、標幺化及數字信號處理(DSP)運算過程中的截斷誤差等環節,能起到的作用已經微乎其微[4-5]。

本文研制的450kW逆變器采用電容電壓外環、電容電流內環的雙環控制,電容“隔直通交”的特性使得A/D采樣進來的電流相當于經過了濾波環節,濾除其直流成分,所以輸出電流的直流偏置不能反饋到內環中參與閉環控制。因此,抑制直流分量只能采用電流控制,把輸出電流的直流分量提取出來,經過PI調節后,作為電容電流的補償。在提取輸出電流的直流分量時,本文提出兩種方法:一種在dq坐標系下,采用帶通濾波方法得到直流電流;另一種是在abc坐標系下,對輸出電流在固定長度(一個工頻周期)內采樣相加求平均得到直流電流。

1 兩種直流分量抑制策略原理

1.1 帶通濾波的方法

假設輸出三相交流電流包含直流分量[6]

(1)

式中:Ia、Ib、Ic分別為采樣后疊加在a、b、c相上的直流電流。

靜止坐標系abc轉換成兩相同步旋轉坐標系dq的Park變換矩陣為

R(θ)=

(2)

式(1)中的直流分量Ia、Ib、Ic經過式(2)的變換,可得

(3)

(4)

其中

由式(4)可知,經Park變換后直流分量變成了與基波同頻率、相位相差一定角度的交流分量,所以可以通過中心角頻率為基波頻率的帶通濾波器濾波,得到輸出電流的直流分量,其控制策略見圖1。

圖1 帶通濾波器方法控制框圖

本文在延時和精度的權衡中釆用二階數字帶通濾波器,其傳遞函數的典型表達式為

(5)

式中:ω0=2πf0是中心角頻率,f0是中心頻率;Q為品質因數。令s=jω代入式(5),則得其頻率特性為

(6)

以工程中比較常用的衰減3 dB作為臨界條件,可得到帶通濾波器的通頻帶寬B為

(7)

由式(6)可知,品質因數Q是決定幅頻特征和相頻率特征的重要參數,Q越大,提取的中心角頻率分量越精確。但是,Q越大,也會帶來動態響應越慢、數字濾波器的參數相差倍數越大等問題。綜合考慮,本文在仿真與實驗中取品質因數Q=5。

由式(5)可知,其傳遞函數為

(8)

由于DSP控制A/D采樣頻率為2850Hz,因此可得離散控制系統的傳遞函數為

(9)

1.2 滑動平均濾波方法

假設輸出三相交流電流包含直流分量,如式(1)所示。以步長2π/ωN在每相電流上取N個采樣點,即在一個工頻周期內均勻地取N個數據求平均,沿離散時間序列滑動,每次在滑動后得到一個新數據,同時舍去最后一個舊數據求平均,其表達式為

(10)

式(1)中的交流分量經式(10)變換后,可得

(11)

式(1)中的直流分量經式(10)變換后,可得

(12)

由式(11)、式(12)可知,經過滑動平均濾波,交流分量被濾除,直流分量被保留下來。所以,可以通過采樣總步長為基波周期整數倍的滑動平均濾波器,得到輸出電流直流分量。式(11)的頻率響應為

(13)

式中:ω=2πfTs=2πf/fs,fs=1/Ts,fs為采樣頻率,Ts為采樣周期。

以工程中比較常用的衰減3 dB作為臨界條件,由式(13)可以計算出滑動平均濾波器的截止頻率fz

(14)

本課題選取N=57,f=2 850,計算出fz=22.567Hz,采用該控制策略的控制框圖如圖2所示。

圖2 滑動平均濾波方法控制框圖

2 兩者仿真對比分析

兩種控制策略均采用電壓外環、電流內環雙閉環控制,調節器采用PI控制,電壓外環的PI輸出作為電流內環的參考給定信號。

本文基于Matlab7.1/Simulink6.0對兩種輸出直流分量控制策略進行了仿真研究。三相450kW逆變器功率為450kW,直流輸入電壓為710V,交流輸出線電壓為400V,交流輸出電壓基波頻率為50Hz。

2.1 幅頻特性

根據式(9)、式(13),可以由滑動平均濾波和帶通濾波的幅頻特性函數做圖3。根據兩種濾波器的工作原理可知,兩種濾波器功能是一致的,帶通濾波器在dq坐標系下對50Hz電流信號濾波,相當于滑動平均濾波在abc坐標系下對0Hz(直流分量)電流信號濾波,但兩者的具體實施過程不同,也帶來了濾波特性上的差異,由圖3可以發現如下特性。

(1)通頻帶帶寬越小,兩種濾波的效果越好。由式(7)、式(14)可知,帶通濾波器可以提高品質因數減小帶寬,但需要犧牲動態響應速度。滑動平均濾波可以通過增加采樣點數來減小帶寬,但同樣也會降低動態響應速度。

(2)帶通濾波以基波頻率為中心,增益越來越小,但通頻帶外的諧波對濾波精度仍有影響,而滑動平均濾波隨頻率的增加在基波頻率的整數倍處增益始終為0,非倍頻處諧波增益越來越低,趨近于0。

(a)滑動平均濾波幅頻響應

(b)帶通濾波幅頻響應

通過對兩種濾波策略的幅頻特性曲線的對比分析可以知道,二者是同種功能的不同類型濾波器,結合實際應用中的參數設定可以看出,滑動濾波的通頻帶相對較大,濾波效果不受整數倍工頻諧波影響,而帶通濾波通頻帶相比較小,濾波效果受諧波影響相對較大。

2.2 直流分量抑制效果

為模擬實際工況中的直流分量,本文在仿真模型中的每個電壓、電流A/D采樣中加入固定直流偏置和隨機誤差,分別為電壓、電流額定值的1%和其范圍內的隨機白噪聲相疊加[7-8],并采用帶通濾波和滑動濾波兩種策略對直流分量進行抑制。

仿真是在100%負載下進行的,得到了兩種策略下輸出電流直流分量(標幺值)如圖4所示。

圖4 100%負載下分別采用兩種策略的輸出電流直流分量

從圖4可以看出,采用帶通濾波策略比采用滑動平均濾波策略效果要差,具體體現在:前者的輸出電流直流分量要大于后者,前者的響應時間也要比后者長很多。

2.3 動態性能

為了檢驗兩者對系統動態性能的影響,分別在兩種策略下測量分別得到的輸出電流直流分量(標幺值),當仿真電路在0.3 s時由50%負載突加50%,在0.6 s時突泄50%負載,結果如圖5所示。

圖5 突加突泄負載兩種策略的輸出電流直流分量

從圖5看出,滑動平均濾波這種方法的動態響應時間約為0.1 s,而帶通濾波的響應時間超過0.2 s,很明顯動態性能上滑動平均濾波要優于帶通濾波。

3 實驗研究及分析

本實驗在一臺450kW逆變器上進行,輸入的直流母線電壓為710V,額定輸出功率為450kW,輸出交流電壓為400V/50Hz。控制芯片采用TMS320F2812型DSP,主頻120MHz,帶16通道12位A/D轉換器。開關頻率為2 850Hz。

根據前面的分析可知,兩種策略各自的優劣很大程度上取決于濾波效果(直流分量的提取效果),本文分別對雙環控制加上帶通濾波、雙環控制+滑動平均濾波兩種策略進行了實驗,結果如圖6、圖7所示。

(a)70%負載3種情況下的輸出電流直流分量

(b)100%負載3種情況下的輸出電流直流分量

(a)70%負載3種情況下的輸出電壓直流分量

(b)100%負載3種情況下的輸出電壓直流分量

通過圖6、圖7對比可以發現如下特性。

(1)兩種抑制策略都能對輸出電流、電壓直流分量起到抑制作用,但相比之下,采用滑動平均濾波比帶通濾波效果要好很多。

(2)對于這兩種抑制策略,低負載要比高負載下調制效果差,主要因為低負載下諧波比重更高,從而導致濾波效果變差,相比之下帶通濾波受影響更大。

(3)采用帶通濾波輸出的電流與電壓直流分量穩定性更差,主要由于滑動平均濾波得到的直流分量為一個工頻周期內N個采樣量的平均值,單個受噪聲等影響而產生突變的采樣量對于它的影響不大。帶通濾波器則是對單個采樣量進行濾波得到的控制量參與到逆變器調偏控制中去,在實際工程實驗中難免會有噪聲污染等造成的部分位置諧波量增加,此時帶通濾波器的控制量會驟變,從而導致輸出直流分量的不穩定,這種情況在低負載情況下將更加突出。將帶通濾波、滑動平均濾波兩種抑制策略對系統靜、動態特性的影響和抑制效果等做了對比,結果表明,采用滑動平均濾波抑制策略具有明顯的優越性,最后通過在450kW逆變器上的一系列實驗結果驗證了這一結論。

4 結 論

本文針對三相無輸出隔離變壓器下的逆變器輸出直流分量提出了帶通濾波、滑動平均濾波兩種抑制策略,在理論和仿真上將二者對系統靜、 動態特性的

影響和抑制效果等做了對比,結果表明,采用滑動平均濾波抑制策略具有明顯的優越性,最后通過在450kW逆變器上的一系列實驗結果驗證了這一結論。

[1] SALAS V,OLIAS E,ALONSO M,et al.DC current injection into the network from PV grid inverters [C]∥IEEE Proceedings of 4th World Conference of Photovoltaic Energy Conversion.Piscataway,NJ,USA: IEEE,2006: 2371-2374.

[2] HE Zhongyi,XING Yan.Distributed control for UPS modules in parallel operation with RMS voltage regulation [J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2008,55(8): 2860-2869.

[3] 陳良亮,肖嵐,胡文斌,等.逆變器輸出電壓直流分量產生原因與抑制方法 [J].電力電子技術,2003,37(5): 27-29.

CHEN Liangliang,XIAO Lan,HU Wenbin,et al.Reasons and restraining methods for DC bias in inverter output voltage [J].Power Electronics,2003,37(5): 27-29.

[4] LI Peng,DAN Bai,YONG Kang,et al.Research on three-phase inverter with unbalanced load [C]∥Proceeding of IEEE APEC.Piscataway,NJ,USA: IEEE,2004: 128-133.

[5] PINHEIRO H,FBOTTER O N,PINHEIR O Jr.A digital controller for single-phase UPS inverters to reduce the output DC component [C]∥Proceedings of IEEE Annual Power Electronics Specialists Conference.Piscataway,NJ,USA: IEEE,2004: 1311-1314.

[6] 徐德鴻.電力電子系統建模及控制 [M].北京: 機械工業出版社,2010: 111-149.

[7] 張亞寧,朱濤,傅軍,等.一種基于TMS320F2812的高精度A/D轉換器的設計 [J].測控技術,2013,32(3): 26-28.

ZHANG Yaning,ZHU Tao,FU Jun,et al.Develop-ment of a high-precision A/D converter based on TMS320F2812 [J].Measurement and Control Technology,2013,32(3): 26-28.

[8] ARMSTRONG M,ATKINSON D J.Auto-calibrating DC link current sensing technique for transformerless,grid connected,H-bridge inverter systems [J].IEEE Transactions on Power Electronics,2006,21(5): 1385-1394.

(編輯 杜秀杰)

ComparisonBetweenTwoStrategiesforSuppressingDCBiasinThree-PhaseInverterWithoutOutputTransforms

WU Bin,JIE Guisheng,WANG Hengli,YANG Xidang,ZHU Wei,LU Mingke

(National Key Laboratory for Vessel Integrated Power System Technology,Wuhan 430033,China)

To suppress the output DC component of three-phase inverter without output transformers due to control drift and inconsistent device performances,two modulation strategies are comparatively proposed.In the first modulation strategy,band-pass filter is adopted to detect the DC component in total output current,then the SVPWM pulse width is compensated with PI control indqcoordinate system.In the second strategy,slip average filter is chosen to detect the DC component,then SVPWM pulse width is compensated with PI control inabccoordinate system.Following the discussions for modeling and simulating,the experiments for 450kW three-phase inverter are conducted and the results indicate that the slip average filter better suppresses the output DC component,while band-pass filter does not meet the suppressing standards under light load and works worse than the former under heavy load.

450kW three-phase inverter; band-pass filter; slip average filter

2013-12-15。

吳彬(1989—),男,碩士生;揭貴生(通信作者),男,副研究員。

國家自然科學基金資助項目(51177170)。

時間:2014-04-25

10.7652/xjtuxb201406011

TM46

:A

:0253-987X(2014)06-0060-05

網絡出版地址:http:∥www.cnki.net/kcms/detail/61.1069.T.20140425.0930.001.html