基于DSP和FPGA的全數字永磁同步電機伺服系統的設計*

紀艷華， 錢佳利

(1. 上海開放大學，上海 200433； 2. 通用電氣公司，上海 201100)

0 引 言

永磁同步電動機具有結構簡單、體積小、效率高、轉矩電流比高、轉動慣量低、易于散熱及維護保養等優點，在印刷設備、紡織設備、航空航天、數控機床、加工中心、機器人等場合獲得廣泛應用。隨著永磁材料價格的下降、材料磁性能的提高，及新型永磁材料的出現，在中小功率、高精度、高可靠性、寬調速范圍的伺服系統中，永磁同步電動機的應用領域逐步得到推廣。

要獲得高性能的永磁同步電機伺服驅動，就要有性能優良的控制系統。本文介紹了一種基于矢量控制算法(Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM)的全數字永磁同步伺服系統，其以DSP作為核心控制器，為了獲得更高的控制精度和更快的響應速度，還將FPGA作為輔助控制器。DSP選用TI公司的TMS320LF2407A，FPGA選用Altera公司的Cyclone Ⅱ系列FPGA(EP1C3T144C8)。DSP和FPGA的應用，不僅可簡化系統結構，使系統獲得高精度和高可靠性，還為新型控制理論和方法的應用提供了基礎。

1 全數字永磁同步伺服系統的結構與組成

永磁同步伺服系統是一種典型的位置、速度和電流三環調節系統，其基本框圖如圖1所示。從系統的控制結構來看，伺服的位置閉環系統可看作是位置調節為外環、速度調節為內環的雙閉環自動控制系統，其內部的實際工作過程是把位置輸入轉換成相應的速度給定信號，再通過調速系統驅動伺服電機，實現實際位移。

圖1 永磁同步電機伺服系統基本框圖

本設計中采用的全數字伺服系統結構框圖如圖2所示。

圖2 全數字伺服系統結構框圖

主回路采用交-直-交電壓型逆變器形式。不可控整流由功率二極管模塊承擔，不可控整流橋和主濾波電容器完成從恒頻恒壓交流電源到直流電源的變換。逆變器選用三菱公司生產的智能功率模塊，實現從直流電到變頻變壓交流電的轉換，為伺服電動機的定子繞組提供所需的交流電。

控制回路以DSP為核心控制器，FPGA作為輔助控制器，還包含外圍接口電路、電流反饋的處理電路、光電脈沖編碼器信號的處理電路、PWM驅動信號隔離電路、故障處理和保護電路及與上位計算機的串行通信等電路。DSP采用TI公司的運動控制專用芯片TMS320LF2407A，構成伺服系統控制器的核心控制單元，其主要完成模擬指令的接收轉換，電機定子電流的AD采樣，電機角度、轉速及位置的計算，復雜控制算法的實現，PWM驅動信號的產生，故障信號的檢測與系統故障的處理，外部控制信號的接收，及與串行外設和顯示電路的通信控制等。FPGA采用Altera公司的Cyclone Ⅱ系列FPGA(EP1C3T144C8)實現控制器擴展單元的管理功能，主要完成鍵盤輸入信號的電平轉換和輸入輸出I/O的處理、位置指令脈沖的處理、故障信號的綜合及控制信號的邏輯處理等。系統采用兩路霍爾電流傳感器檢測伺服電動機相電流的瞬時值，采用光電脈沖編碼器檢測伺服電動機的旋轉角位移及磁場位置。

2 系統的軟件實現

2.1 PMSM的矢量控制

矢量控制通過電機磁場定向將定子電流分為勵磁分量和轉矩分量，分別加以控制，從而獲得良好的解耦特性。對于永磁同步電機，矢量變換的實質是對電機定子電流空間矢量幅值和相位進行控制，最終可歸結為對d軸和q軸電流的控制。

在永磁同步電機矢量控制中，電機轉矩給定即為iq，與轉矩和轉子磁鏈ψf成正比。只要能很好地控制定子勵磁電流id，保持轉子磁鏈ψf幅值恒定，則轉矩只受定子電流的轉矩分量iq控制。通過永磁同步電動機的矢量控制，就能獲得與直流電動機調壓調速相同的性能。

基于永磁同步電機dq坐標系統的數學模型，電機的矢量控制方法主要有：id=0控制、cosφ=1控制、恒磁鏈控制、力矩電流比最大控制。

在id=0控制條件下，電磁轉矩僅與定子電流的交軸分量iq有關，對于表面式轉子結構的永磁同步電機，此時單位定子電流可獲得最大轉矩，從而使電機銅損耗下降，效率提高，電機調速更易實現。故本文設計的系統采用id=0控制。

采用id=0的線性化解耦控制，電機定子電流只有橫軸分量，電機轉矩只有基本轉矩分量，這與直流電動機的控制原理變得一樣，只要能夠檢測出轉子位置，使三相定子電流的合成電流矢量位于q軸上即可。

2.2 系統整體軟件設計

整個伺服電機驅動器由串行SCI接口作為指令輸入。通過模式選擇程序，可選擇位置控制模式或速度控制模式。其中位置控制模式由SCI輸入指令位置來完成，當電機定位完成以后，驅動器就會通過SCI返回定位完成信息。速度控制模式有兩種形式選擇： 一種是通過SCI通信輸入速度信號，另一種由外部模擬電壓作為速度控制信號。

位置控制信號首先輸入位置環，位置環輸出速度信號，速度環對輸入速度信號進行PI調節，輸出q軸參考電流，d軸參考電流始終保持為0，然后再分別對兩電流作PI調節，得到兩相運動的電流信號。通過逆PARK變換，變換成兩相靜止的電流信號，靜止的電流信號通過SVPWM模塊產生六路PWM信號控制功率逆變器驅動電機。

安裝在U相和V相的電流傳感器負責檢測U相和V相的電流，得到Iu和Iv，通過CLARKE變換為靜止的兩相電流，再通過PARK變換把靜止的兩相電流轉換成運動的兩相反饋電流，分別送到電流環里進行運算。

安裝在電機尾部的光電碼盤將測量到的速度作為速度環的反饋速度，同時提供PARK變換和PARK逆變換所需的電角度。通過計算得出電機所轉過的位置，反饋給位置環進行運算。

2.3 利用TMS320F2407實現SVPWM算法

TMS320F2407的事件管理器具有產生對稱空間矢量PWM波形的內置硬件電路。為了輸出空間矢量PWM波形，需要設置以下相關寄存器：

(1) 設置ACTRx寄存器的比較輸出引腳的輸出方式；

(2) 設置COMCONx寄存器的使能比較操作和空間矢量PWM模式，并且把CMPRx的重載入條件設置下溢；

(3) 將通用定時器1或2，4或5設置成連續增/減計數模式，并起動定時器；

然后，將輸入到電機的電壓Uo分解為αβ坐標系下的Uα和Uβ，以確定每個PWM周期的相關參數，具體步驟如下：

(1) 確定兩個相鄰矢量Ux和Ux+60(通過確定Uo所在的扇區數即可達到此要求)；

(2) 根據SVPWM的調制周期T，計算兩個基本的空間矢量和0矢量分別的作用時間T1、T2和T0；

(3) 將相應于Ux的開啟方式寫入到ACTRX的14～12位中，并將1寫入ACTRX第15位中；

(4) 將T1/2的值寫入到CMPR1或CMPR4寄存器，將(T1+T2)/2的值寫入到CMPR2或CMPR5寄存器；

在空間矢量PWM模式中，當兩個比較寄存器CMPR1和CMPR2裝入的值都是0時，3個比較輸出全都變成無效，故在使用空間矢量PWM時應滿足如下關系式：

CMPR1≤CMPR2≤T1PR或CMPR4≤CMPR5≤T3PR

生成的空間矢量PWM波形關于每個PWM周期中心對稱，故該方法被稱為對稱空間矢量PWM生成法。該空間矢量PWM波形如圖3所示。

圖3 空間矢量PWM波形

3 試驗與結果分析

本文的控制對象是一臺面裝式永磁同步電動機，型號為M90-8F02430LF。其額定功率750W，額定電壓220V，額定電流3A，額定轉速3000r/min，額定力矩2.4N·m，轉子慣量2.45×10-4，機械時間常數4.65ms，繞組電阻3.2Ω，繞組電感7.0mH。系統的調速范圍是1～2000，調速比是2000。

(1) 電機帶固定小負載情況下的轉速跟蹤波形如圖4所示。

圖4 電機帶固定小負載的情況下的轉速跟蹤波形圖

由圖4可知，給定電機頻率為5Hz，轉速為1500r/min 時，反饋速度上升時間快，超調量非常小。

(2) 電機帶可變負載情況下的轉速跟蹤波形如圖5所示。

圖5 電機帶可變負載的情況下的轉速跟蹤波形圖

給電機帶上一個發電機和能耗電阻作為負載，由于電機所帶的負載是隨速度的增加而增加，且電流環已處于飽和值，故當速度上升到一定值時，電機的加速度變小，速度曲線變彎。但由圖5可知，反饋速度值仍上升很快，基本無超調。

4 結 語

本文設計以DSP芯片TMS320LF2407A作為主控制器，FPGA芯片EP1C3T144C8作為輔助控制器的全數字永磁同步伺服系統，減少了系統功能對硬件電路的依賴，盡可能由DSP和FPGA的軟件實現。這不僅簡化了系統結構，使系統獲得高精度和高可靠性，且大大增強了交流伺服系統的靈活性、可移植性和可擴展性，為新型控制理論和方法的應用提供了基礎。

【參考文獻】

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