基于DSP2812的交流信號實時采樣系統

李 科，向中凡，黃 磊，彭 韜

(西華大學機械工程與自動化學院，四川 成都 610039)

在風力發電控制系統中，整流斬波技術、逆變技術、最大功率跟蹤技術和三相鎖相環技術等都需對系統中的交流信號進行實時采樣分析[1-3]。實時采樣是指對被測信號的瞬時值進行測量，由此得到的數值實時性好、信息量大，通過不同的算法還可從數值中獲得多種參數(如瞬時值、有效值、相位值、諧波分量等)。隨著數字信號處理器(DSP)技 術的發展，高速實時數據處理已成為可能[4]。本文使用閉環霍爾傳感器、信號調理電路、TI公司的數字信號處理器DSP2812完成的交流實時采樣系統，保證了信號采集的精度，同時降低了開發成本。

1 交流采樣系統

交流采樣是指按一定規律對待測信號的瞬時值進行采樣，再通過算法對被測信號進行數值處理，從而獲得被測量。其理論基礎是Nyquist采樣定理，即以高于待測信號最高頻率2倍的采樣頻率進行采樣，以保持信號原有的基本特征。其系統一般由信號測量傳感器、信號調理電路和微控制器等組成。本文的交流采樣系統結構如圖1所示。

圖1 交流采樣系統

1.1 閉環霍爾傳感器

閉環霍爾傳感器的工作原理是磁平衡[5]，霍爾器件在傳感器中起指示零磁通的作用。這種測量原理使被測電流與測量電路經過了電—磁—電的隔離轉換使強電與弱電分離，如圖2所示。

圖2 閉環式霍爾電壓傳感器原理

當傳感器主回路中有電流IH時，IH將在聚磁環產生磁場ΦH，使置于聚磁環中的霍爾器件輸出控制信號驅動功率器件獲得補償電流IM。IM通過次級線圈產生磁場ΦM，它與ΦH恰好相反，從而使霍爾器件的輸出信號強度逐漸減小。當磁場ΦH與磁場ΦM相等時霍爾器件的輸出信號不再減小，達到平衡狀態。被測電流IH的任何變化都將會破壞這一平衡，霍爾器件便會產生相應的控制信號使磁場重新回到平衡，形成一個動態平衡，此時便可通過IM間接測量輸入電流IH的大小。

在測量電壓時，通常在傳感器的輸入端串聯一個限流電阻RH，得到與被測電壓UH成比例的輸入電流IH，同時在輸出端外接測量電阻RM，補償電流IM流過RM時將在兩端產生電壓信號UM，如圖2所示。通過測量UM便可得到輸入電壓信號

UH=(NM/NH)(UM/RM)RH

(1)

閉環式霍爾電壓傳感器CHV-25P的電流傳輸比為2500∶1000，傳感器的原邊輸入電流IH與被測電壓UH的比值關系由外部電阻RH確定，為使傳感器工作在線性范圍內，選擇電阻RH使IH在額定電流0～±14 mA內，有

RH=UH/IH-Rin。

(2)

式中：UH為待測輸入信號；IH為傳感器的工作電流；Rin為傳感器的原邊輸入內阻。

CHV-25P的原邊內阻為250 Ω，若設計用于采集峰值為310 V交流信號，并使傳感器最大輸入電流為±10 mA，根據式(2)可以計算得，RH=30.75 kΩ。取測量電阻RM為60 Ω，則將在RM兩端輸出峰值為±1.5 V的正弦信號。

1.2 信號預處理電路

由于測量電路的輸出為交流信號，而DSP2812 的A/D模塊輸入電壓范圍為0～3.0 V，故需對輸出信號進行調理[6]。本文設計的信號預處理電路主要由輸入隔離電路、濾波電路、偏置電路、比例放大電路4部分組成，如圖3所示。根據圖中電路參數，運用運算放大器電路的“虛短、虛斷”分析法得到各個組成部分的傳遞函數，由傳遞函數輸入輸出關系可得到輸出信號在+0.5～+2.5 V范圍內，如圖4所示。其中G(s)為二階壓控電壓源濾波器電路傳遞函數。該濾波器由2節RC濾波電路和同相比例放大電路組成，具有輸入阻抗高、輸出阻抗低的特點。同相比例放大電路就是所謂的壓控電壓源，同相比例放大電路的電壓增益就是該低通濾波器的通帶電壓增益，即Af=AVF=1+R4/R3。若取RC濾波電路的電阻R1=R2=R，得到其傳遞函數

圖3 信號預處理電路

圖4 信號預處理電路結構圖

(3)

由式(3)可以看出，當Af=AVF<3時，電路穩定工作；當Af=AVF≥3時，G(s)將有極點,處于右半s平面或者虛軸上，電路將產生自激震蕩。

令ωn=1/RC,Q=1/(3-AVF)，則

式(4)為該濾波器傳遞函數的典型表達式。其中ωn為特征角頻率，Q為等效品質因數。計算得到本文使用的濾波器的通帶增益Af=2，通帶截止頻率為f0=1/(2πRC)=370 Hz，電路將不會產生震蕩現象。綜上分析，可以得到信號處理電路的輸入輸出關系為Uo(t)=(2×Ui(t)+5)×0.31。

1.3 DSP2812的A/D轉換誤差校正

在信號實時采集系統中,高性能A/D轉換器價格昂貴，開發成本高。TI公司的DSP2812芯片內部集成了一個具有12位精度的流水線結構的ADC模塊[7]，同時內置了采樣/保持器，最多可以選擇輸入16路模擬信號，可運行在25 MHz時鐘頻率下對0～+3.0V信號進行快速轉換，理論采樣精度可以達到0.1%；然而對輸入0～+3.0 V 信號的實驗測試發現，轉換結果和實際值相比誤差較大，如圖5所示，如果直接使用轉換結果必然會降低系統精度。

圖5 DSP2812內部A/D測試

DSP2812內部ADC模塊精度較差的原因主要是存在增益誤差和失調誤差[8]。若設A/D轉換方程為OutputCount=Gain×InputCount-Offset。其中，OutputCount為數字量輸出計數，Gain為增益誤差參數，InputCount=Input×4095/3.0為數字量輸入計數(Input為模擬輸入)，Offset為失調誤差。在理想狀態下有Gain=1，Offset=0。要得到較高精度的轉換結果，就必須校正這2個參數實際值。本文使用的校正方法如圖6所示，任意選用ADC的2個模擬輸入通道(如ADCINA0和ADCINA1)分別輸入已知的直流參考信號RefLow和RefHigh，其理想轉換輸出數值分別為RefLowIdealCout和RefHighIdealCout。通過讀取相應的結果寄存器獲取實際轉換輸出數值，分別為RefLowActualCout和RefHighActualCout，利用2組輸入輸出值求出實際的增益參數和失調誤差，然后利用計算得到的參數對其他通道轉換數據進行校正。

圖6 A/D誤差校正

誤差參數求解公式

(5)

校正算法需要2路標準模擬參考信號。本文使用DSP的SPI總線控制TLV5620芯片輸出2路模擬信號RefLow=0.5V和RefHigh=2.5V。TLV5620是一個具有4通道的8位電壓輸出的D/A轉換器，能產生高于基準電壓1倍或2倍的輸出電壓，其DAC的寄存器采用雙緩沖結構，并在輸出端采用了Schmitt觸發器高效抑制噪聲。TLV5620通過和CMOS 兼容的三線串行SPI總線進行數字控制，總線數據由11位的命令字組成，包括2個DAC輸出通道選擇位、1個輸出范圍位和8個數字量數據位，控制時序如圖7所示。每個通道輸出電壓為

(6)

式中：UO為模擬量輸出值；REF為參考輸入值；CODE為數字量輸入值；RNG為輸出范圍選擇位(0或者1)。

圖7 TLV5620的控制時序

2 軟件設計

采集系統的軟件主要有2部分：1)系統主程序，包括系統初始化、產生誤差校正參考信號、采集周期定時器配置等；2)A/D轉換完成中斷服務程序，包括A/D轉換寄存器的讀取與計算、誤差校正參數的計算以及信號的校正。使用CCS4.2編寫代碼，利用DSP2812的定時器0控制A/D周期采樣，程序流程如圖8所示。

圖8 程序流程圖

3 實驗結果與誤差分析

采用文中描述的交流采集方案，完成的實驗平臺如圖9所示。

1—信號采集板；2—DSP2812控制板；3—電源；4—DSP仿真器。

使用A/D直接采樣0～3 V直流輸入信號的結果如表1所示?？梢钥闯觯涸谛Ｕ薃/D轉換的增益誤差和失調誤差之后，采樣誤差明顯減小； DSP2812的A/D輸入范圍為0.25～2.75 V，若超出此范圍的信號由于DSP2812內部寄存器的位寬限制等原因將會造成A/D轉換結果寄存器數據截斷丟失。

表1 采樣誤差分析

表1(續)

對信號調理電路輸入峰值為310 V的交流信號進行整個采樣系統的實驗，其結果如圖10所示。使用A/D轉換誤差校正算法，校正了信號采集偏差，提高了信號采集精度。

圖10 正弦交流采樣

4 結論

本文提出了一種以TMS320F2812 DSP為核心控制器的交流采樣方法，通過對硬件電路設計及軟件編程，完成了交流信號采集及數據處理實驗平臺的搭建；校正了DSP2812內部ADC模塊模數轉換參數，提高了系統精度。

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