基于STC系列單片機的車載逆變電源*

包廣清，任士康

（蘭州理工大學 電氣工程與信息工程學院，甘肅 蘭州 730050）

0 引 言

近幾年，汽車已由最初的代步工具逐漸發展為集辦公娛樂為一體的交通工具:除了常見的車載DVD音響系統外，車載電視、車載冰箱、筆記本電腦等電器產品也成為人們的需求，而這些電器產品大部分需要220 V，50 Hz的正弦交流電供電，逆變電源能將12 V的直流電壓轉換成220 V，50 Hz的交流電供一般電器使用，因此研究一款性能比較高的車載逆變電源具有十分重要的意義。傳統的車載逆變電源采用全橋逆變加工頻變壓器升壓方案，其缺點是效率低、體積大、噪聲大，且伴有嚴重的啟動困難問題，無法滿足人們的要求［1-2］。

該系統前級升壓電路以TL494為主控芯片，采用推挽拓撲結構，利用高頻變壓器對12 V直流電壓進行隔離升壓；后級逆變電路以宏晶（STC）系列的工業用單片機STC12C5A60S2為主控芯片對全橋電路進行控制，該芯片功耗低，抗干擾強，片內自帶PWM產生模塊、A/D轉換器，可節省外圍電路的設計，降低系統的設計成本；本研究采用“逆變電路先觸發、升壓電路后觸發、根據輸出電壓實時更新占空比”的穩壓控制策略，結合實驗樣機平臺對上述問題進行改進。

1 硬件設計方案

系統采用兩級式級聯拓撲結構［3-4］，即將12 V直流電壓升壓后再進行單相全橋逆變。前級升壓側采用推挽電路拓撲結構，該電路具有開關器件少、變壓器利用率高的優點，普遍應用于低壓輸入的場合［5］，并結合PC817與TL431組成母線電壓負反饋電路；后級逆變側采用全橋逆變拓撲結構，單極性PWM控制方式逆變輸出。系統的硬件結構框圖如圖1所示，主要技術指標如表1所示。

圖1 系統的硬件結構框圖

表1 車載逆變電源主要技術指標

1.1 推挽拓撲控制電路設計

推挽拓撲控制電路如圖2所示，該電路以TL494為主控芯片，該芯片包含了脈寬調制型開關電源的所有控制部分:5 V直流電壓參考電源、兩個誤差放大器、觸發器、輸出控制電路、脈寬調制比較器、死區時間比較器和一個振蕩器。通過更改外圍的定時電阻與定時電容就可以實現某一固定頻率的PWM輸出，切換電源供給器的供給電壓可選擇單端式或推挽輸出的模式［6］。

圖2 推挽拓撲的控制電路

該控制電路將TL494的輸出控制引腳接+5 V，設置為推挽輸出模式；為了增強驅動能力保證開關管的可靠導通與關斷，筆者設計了推挽電路即Q1，Q5和Q2，Q6；U2B（PC817）將母線電壓降壓隔離后的小信號反饋到TL494的誤差放大器引腳來保證母線電壓有良好的穩定性。當母線電壓高于400 V時，U2B的4腳的電壓就會升高，進而TL494的3腳反饋電壓升高，輸出觸發脈沖的占空比下降，母線電壓隨之下降，該反饋控制電路還具有過壓保護的作用；當母線電壓介于310 V～400 V之間時，輸出觸發脈沖將以恒定的占空比即48%進行輸出。

1.2 驅動電路設計

本研究通過設置單片機的可編程計數器陣列（PCA）模塊的比較/捕捉寄存器（CCAPMn），讓其工作在8位PWM、無中斷的輸出模式［7］。根據正弦脈寬調制的原理［8］，結合公式Vref=Vpsin(2πk/N)(k=0,1,2…N/2-1)，來制作占空比成正弦變化脈沖所對應的數值表。其中:N—每周期采樣點數，Vp—逆變器的期望輸出電壓所對應的數值。單片機通過查表程序實時更新內部寄存器（CCAPnL/CCAPnH）的值來產生占空比從1～0呈正弦變化的脈沖波，然后經過反相死區處理電路后加在驅動芯片HCPL3120上。

驅動電路如圖3所示（以左側橋臂為例），以HC?PL3120為主控芯片，該芯片的輸出電流能力高達2 A，最大絕緣耐壓630 V，普遍應用于IGBT及MOSFET的驅動電路中。本研究在HCPL3120的輸出端設置了限流電阻R16、R17，通過電阻R52、R53對開關管的柵源極等效電容充電，保證開通信號有良好的前沿陡度［9］，并且在柵源極間并聯了穩壓二極管D55、D51，D56、D52，可靠地防止了柵極驅動的高壓尖峰［10］。該驅動電路的創新點體現在:添加了負偏壓電路即穩壓管U5、U6及泄放電路D20、D22。U5、U6用來提供-5 V的反相關斷電壓，D20、D22及時把開關管的柵極電荷泄放掉，來保證開關管的可靠關斷。

圖3 驅動電路

1.3 逆變濾波電路設計

逆變濾波電路如圖4所示，逆變側采用全橋逆變電路，每個橋臂的上下管交替導通。為抑制開關管開通關斷產生的電壓尖峰，本研究在母線兩側跨接CBB電容［11］，即C57、C58，而不是采用RCD吸收電路［12］，既降低了設計成本也達到了預期效果。然后采用LC濾波電路進行濾波，將截止頻率設定為2 kHz，由公式進行計算，取L=2.4 mH，C=2.25 μF。

圖4 逆變濾波電路

1.4 短路保護電路設計

短路保護電路如圖5所示，其作用是為了防止橋臂的上、下管同時導通造成短路危險。通過檢測開關管的管壓降即漏極、源極間的電壓來判斷是否有短路現象發生［13］。其中，網絡標號LHS接到左側橋臂下管的漏極，網絡標號RHS接到右側橋臂下管的漏極，一旦有短路現象發生，LHS或RHS端的電壓將迅速上升，那么Q4或Q3導通，從而網絡標號P20由原來的低電平轉變為高電平，單片機立即關閉輸出。

圖5 短路保護電路

2 軟件設計

程序流程圖如圖6所示。系統軟件設計主要包括初始化程序、軟啟動程序、SPWM波形產生程序、輸出電壓/輸出電流檢測程序、橋臂短路保護程序及串口通信程序。

單片機上電后先執行定時器初始化、PCA初始化、A/D初始化、串口初始化程序，然后執行軟啟動程序，隨后執行電池電壓檢測程序、輸出電流檢測程序及橋臂短路保護程序，若電池電壓處在設置值10 V～15 V之間，輸出電流不大于設置值3 A且橋臂無短路的情況下，系統執行SPWM波形產生程序對單相全橋進行觸發控制。同時系統執行輸出電壓檢測程序，當發現輸出電壓低于最小設定值210 V或高于最大設定值230 V時，對SPWM脈沖波的占空比進行實時調整，來保證輸出電壓處在設定范圍之內。當發現輸出電流異常、電池電壓異常或者橋臂有短路現象發生時則立即關閉輸出。此外系統還添加了串口通信子程序，可以實時觀測逆變電源的輸入輸出狀態。

圖6 程序流程圖

3 控制策略簡述

為解決逆變電源啟動困難的問題，經反復實驗，筆者采用“逆變電路先觸發，延遲10 μs后，再觸發升壓電路”的控制方式，問題得以解決。

系統的穩壓原理框圖如圖7所示。交流輸出電壓經過隔離降壓、整流濾波、分壓電路以及A/D采樣后與單片機內部220 V交流電壓所對應的數字值u*進行比較，最小設定電壓210 V與最大設定電壓230 V分別對應的數字值為u*-4與u*+4。程序內部SPWM脈沖波占空比的調整系數設置為m/216。軟啟動程序執行完畢后，m的值為216。當發現A/D采樣后的數值不在上述范圍內時，若u＜(u*-4)，則執行m=m+2；若u＞(u*+4)，則執行m=m-2，對占空比調整后再進行逆變輸出，如此循環，直到輸出電壓調整到設定范圍內。

圖7 穩壓原理框圖

4 實驗結果分析

本研究在輸入電壓12 V，輸出端帶50 W純阻性負載的條件下對相關實驗波形進行了測試與分析。

4.1 推挽升壓電路的調試及實驗結果

現將TL494的定時電阻取為1.9kΩ，定時電容取為0.01 μF。此時輸出觸發脈沖的頻率為30 kHz，幅值為10 V，開關管的觸發脈沖如圖8（a）所示；觸發脈沖G1，G2的死區時間為1.5 μs左右，觸發脈沖的死區時間如圖8（b）所示（任取一個周期），此時整流濾波后的直流母線電壓為332 V。

圖8 推挽升壓電路的實驗波形

4.2 驅動電路的調試及實驗結果

加在逆變全橋上的觸發波如圖9（a）所示（以左側橋臂為例），輸出電壓幅值為13 V，周期為20 ms；同一橋臂上、下開關管觸發脈沖的死區時間約為1.8 μs，如圖9（b）所示（任取一個周期）。

圖9 驅動電路的實驗波形

4.3 全橋逆變電路的調試及實驗結果

本研究對全橋逆變電路濾波前及濾波后的波形分別進行測試，濾波前的波形如圖10（a）所示，輸出電壓幅值為332 V，周期為20 ms；濾波后的正弦波如圖10（b）所示，輸出電壓的有效值為224 V，周期為20 ms，THD約為3.7%，系統效率約為88.6%。

圖10 逆變電路的輸出波形

5 結束語

本研究詳細介紹了該車載逆變電源的硬件參數設置及控制策略。推挽升壓電路采用高頻變壓器進行隔離升壓，大大減小了系統硬件電路的體積及噪聲污染；該電路使用單片機作為主控芯片，易對SPWM觸發波占空比進行控制，也易于進行系統功能的擴展設計。經反復實驗，本研究采用“逆變電路先觸發、升壓電路后觸發”的控制方式，解決了以往逆變電源啟動困難的問題，但是該部分缺少相關理論分析；由于PCB線路板布局問題系統的效率還未滿足設計要求有待進一步改進。經實驗驗證，系統的控制方案穩定、可靠，并且該逆變電源具有體積小、散熱好、噪聲小、易啟動的特點，既便于安裝也適合產品化生產。

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［7］STC12C5A60S2 技術手冊［EB/OL］.［2013-10-18］.http://www.stcmcu.com/datasheet/stc/STC-AD-PDF/STC12C5A60 S2.pdf.

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