占空比及相位差對開關(guān)功放電流紋波影響分析

李配飛，張磊，翟小飛

（海軍工程大學(xué)艦船綜合電力技術(shù)國防科技重點實驗室，武漢 430033）

0 引言

為了實現(xiàn)對發(fā)電機端口電壓的精確控制，需對發(fā)電機勵磁電流進行精確控制，減小勵磁電流的紋波可以有效提高電流控制精度[1]。

采用橋式結(jié)構(gòu)的三電平功放是近年研究較多的一種降低電流紋波的控制方法[2-4]，在以 H半橋作為勵磁功放電路的控制系統(tǒng)中，為了滿足發(fā)電機對于勵磁電流精確控制的需要，設(shè)計了三電平PWM開關(guān)功率放大器。實踐證明三電平PWM技術(shù)可以有效地減小勵磁電流紋波[5-6]。

不少文獻提出采用兩路完全相同的PWM控制脈沖驅(qū)動開關(guān)功放，包括兩電平方式和三電平方式，但鮮有文獻對兩路不同PWM信號移相一定角度實現(xiàn)三電平的理論進行分析和歸納。本文針對H半橋勵磁功放電路，對兩路不同占空比的PWM 信號移相一定角度時其紋波的變化規(guī)律進行研究，給出兩路不同占空比PWM獲得最小紋波的計算公式和實現(xiàn)最小紋波時兩路PWM移相角度α。

設(shè)PWM1占空比為D1，PWM2占空比為D2，D2滯后D1角度為α（0-1對應(yīng)PWM周期0～TP），鑒于H半橋電路中兩路PWM具有可交換性，即兩路PWM信號互換占空比不影響電流紋波，本文設(shè)定D1≥D2，考慮到PWM信號占空比較大時抗干擾能力強，為此設(shè)定D1≥D2≥0.5。在兩個占空比D1，D2變化的情況下，本文給出兩路PWM實現(xiàn)三電平的一般性公式，并求得實現(xiàn)電流最小紋波時兩路PWM相位差和占空比。

1 H半橋開關(guān)功放工作原理

H半橋型勵磁功放電路結(jié)構(gòu)原理如下圖1所示[7]。其中VT1、VT2為IGBT，D1、D2為續(xù)流二極管。Ud為勵磁功放直流電源，Rf為繞組電阻，Lf為繞組等效電感，阻感性負載所加為電壓UAB。

PWM2相對于PWM1移相任意角度，有如圖2所示的a,b,c,d四種臨界情況[8-9]：

圖2中 α1= D1-D2，α2=1-D2，α3=D1，α4= 1。兩路脈沖同時導(dǎo)通則UAB=Ud，同時關(guān)閉則UAB=-Ud。移相任意角度，繞組上平均電壓為：

由(1)式可得D1,D2值決定平均電壓值從而決定穩(wěn)態(tài)時平均電流大小。

2 移相不同角度對電流紋波的影響

由于移相角度會影響輸出電流波形形狀，因此下面分四種情況加以討論：

負載電流 i (t)[10-11]表達式為：

其中， Id=Ud/Rf，Te=Lf/Rf為繞組時間常數(shù)，I0為負載初始電流。當t/Te→ 0 時，公式(2)可以線性化為：

忽略VT1、VT2和D1、D2的導(dǎo)通壓降，由于開關(guān)頻率fp較高，因此開關(guān)周期TP<

求解線性方程可以得到輸出平均電流Im和電流波動幅值⊿Im：

由(7)式可得，當 α ＜（D1-D2）時， ΔIm為恒定值 D2( 2 -D1-D2)/Te，與α無關(guān) 。

2) D1-D2≤ α ＜1-D2

與(1)情形類似，α介于圖2中a和b情形：

在此范圍內(nèi)，紋波值隨著α的增大而減小，此時在 α =1-D2時取得最小值：

同理，當α介于b和c情形，輸出電流線性方程X=AX+B中B= [ 0,Ia,0,Ia]T，則得：

d1d3

由于D2是兩個占空比中的較小值，由(11)式可推得當D1+D2值一定時，D1=D2時，移相角為α=（1+D1+D2），紋波具有最小值:

在此范圍內(nèi)α介于圖2中c和d情形，輸出電流線性方程X=AX+B中B= [ 0,-I a,0,Ia]T，

d1d3

則得：

由(13)式可知，在D1＜α＜1范圍內(nèi)，紋波隨著移相角度的增加而增大，當α=D1時紋波有最小值 ( D2+D1- 1 )(2 -D1-D2）IdTP/Te。

對以上四種情形，可得兩路PWM任意占空比組合的紋波最小值表達式：

顯然，電流紋波的最小值由D1,D2決定，因為勵磁電流大小由D1+D2決定，根據(jù)所需勵磁電流對應(yīng)的兩路占空比之和D1+D2，選取不同占空比組合，由(14)、(15)式可得到最小紋波以及實現(xiàn)電流紋波最小的α值。兩路驅(qū)動信號占空比在D1≥D2≥0.5范圍內(nèi)紋波最小值在四種情形中，情形(3)最小。由于二極管和IGBT導(dǎo)通壓降相對于Ud可忽略不計，為此為了簡化分析，忽略了二極管和IGBT的導(dǎo)通壓降。

3 仿真及實驗

在 Matlab中建立勵磁電流功率放大器仿真模型，并采用移相變占空比進行控制,仿真參數(shù)為：勵磁電壓Ud=32 V，繞組電阻Rf=0.65Ω，二極管導(dǎo)通壓降為1 V，IGBT導(dǎo)通壓降為0.8 V，繞組電感Lf=1.6 mH，開關(guān)頻率f=4 kHz。取D1+D2=1.2，按上文對于D1和D2取值要求選取多種組合進行仿真，取三種占空比組合仿真結(jié)果如表1所示。在D1≥D2≥0.5范圍內(nèi)，三種占空比的組合均有:

D2> D2+D1-1> [ 1 - ( D1+D2)/2]，當 D1= D2，紋波有最小值 (1 - D2) (D1+D2- 1）IdTP/Te

對于每組占空比取得最小紋波的仿真圖形如圖4所示。實驗采用TI公司的TMS32028335為控制芯片產(chǎn)生兩路 PWM 信號，三菱公司的PM75RL060中的U、W兩相作為H半橋主電路。實驗參數(shù)與仿真參數(shù)相同。實驗電氣連接圖如圖5所示。

4 結(jié)論

本文結(jié)合H半橋勵磁電流開關(guān)功放提出了兩路不同占空比的PWM移相實現(xiàn)三電平的方法。在簡要介紹H半橋開關(guān)功放工作原理的基礎(chǔ)上，針對兩路不同占空比的PWM移相不同角度對于電流紋波的影響進行了詳細的分析。為了提高抗干擾能力，設(shè)定兩路PWM占空比均大于0.5，最

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根據(jù)實際需要的電流值，由本文所給出的公式計算求得兩路PWM信號實現(xiàn)電流紋波最小值時的占空比和相位差，實現(xiàn)了對勵磁電流更為精確地控制，進而使發(fā)電機輸出端的電壓更加穩(wěn)定，該方法簡單有效，具有一定工程應(yīng)用價值。

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