高性能的壓控振蕩調頻電路設計與分析

陳明潔

（杭州士蘭微電子股份有限公司，浙江 杭州310012）

0 引言

高質量的調頻電路要求輸出載波的中心頻率固定、頻偏恒定、線性度高，如有線電視鄰頻調制器中的伴音副載波調頻器、電視多伴音傳輸系統(tǒng)的副載波調頻器等。

副載波中心頻率不穩(wěn)定、噪聲大或者頻率漂移，不僅會影響調頻信號的質量，也會一定程度上影響視頻的質量。頻偏不穩(wěn)定會導致調頻線性度差，引起失真。本文針對這2個問題，提出一種高性能的壓控振蕩調頻電路。

為了實現(xiàn)高穩(wěn)定的中心頻率，傳統(tǒng)的音頻調制方式有以下幾種：

（1）通過晶體振蕩器實現(xiàn)調頻，但晶體振蕩器的頻偏非常小，往往達不到一定的帶寬要求。

（2）通過LC振蕩實現(xiàn)調頻，但其中心頻率的穩(wěn)定性較差，同時由于采用電感，大大增加了成本。

（3）通過鎖相調頻實現(xiàn)，可以產生高穩(wěn)定度的中心頻率，加上分頻器的使用，頻偏可以做得較大，克服了調頻和穩(wěn)頻之間的矛盾。

1 鎖相調頻的基本原理

傳統(tǒng)的鎖相調頻電路（圖1）包括：晶體振蕩器，用于產生調頻電路需要的穩(wěn)定的頻率信號；鑒相器，用于將晶體振蕩器輸出的穩(wěn)定的頻率信號與分頻器輸出的分頻信號Uin（t）進行相位比較，產生誤差電壓，并將誤差電壓Ud（t）發(fā)送至環(huán)路濾波器；環(huán)路濾波器，用于將鑒相器12輸出的誤差電壓轉換為濾波信號VLPF；壓控振蕩調頻電路，用于對輸入的音頻調制信號Uf（t）與環(huán)路濾波器輸出的濾波信號VLPF進行調制，并產生振蕩信號Vosc，振蕩信號Vosc的頻偏受音頻調制信號Uf（t）控制；分頻器，用于將來自壓控振蕩調頻電路15的輸出信號Vosc進行分頻。

圖1 傳統(tǒng)的鎖相調頻原理圖

圖1 所示的鎖相調頻電路中環(huán)路濾波器的輸出和音頻調制信號Uf（t）之間沒有關聯(lián)，中心頻率和頻偏是分開控制的，導致在不同工藝和工作環(huán)境下，相同的中心頻率下頻偏變化比較大，引起失真。

2 新型壓控振蕩調頻電路的結構

本文將圖1方框中的調制部分替換成新型的壓控振蕩調頻電路，如圖2所示。

圖2 新型壓控振蕩調頻電路結構圖

該高性能新型壓控振蕩調頻電路包括：電平調節(jié)模塊，其作用是將電荷泵輸出的濾波信號VLPF轉化為中心頻率控制電壓Vc，本設計中的中心頻率控制電壓Vc比所述濾波信號VLPF高，使壓控振蕩調頻電路在濾波信號VLPF較低時能正常工作；自動增益控制模塊（VGA），對輸入的音頻調制信號Uf（t）進行放大，產生頻偏控制電壓Vm，Vm的幅度受電平調節(jié)模塊輸出的中心頻率控制電壓Vc控制，頻偏控制電壓Vm同中心頻率控制電壓Vc成正比；壓控振蕩器，其輸入是中心頻率控制電壓Vc和頻偏控制電壓Vm，輸出為輸出電壓Vout1、Vout2，Vout1、Vout2構成差分振蕩信號，差分振蕩信號的中心頻率由中心頻率控制電壓Vc調節(jié)，頻偏由頻偏控制電壓Vm調節(jié)；輸出模塊，為一個雙端轉單端緩沖器，輸出單端滿擺幅電壓信號Vosc。

3 比較反饋型壓控振蕩器的具體電路實現(xiàn)

比較反饋型壓控振蕩器的電路結構如圖3所示，具體包括以下3個部分：

（1）頻率控制模塊：接收比較反饋模塊的輸出信號Vout1、Vout2，中心頻率控制電壓Vc調節(jié)頻率控制模塊輸出的中心頻率，頻偏控制電壓Vm調節(jié)頻率控制模塊輸出的頻偏，頻率控制模塊輸出Q1、Q2一對差分信號。

（2）緩沖模塊：緩沖模塊對頻率控制模塊和比較反饋模塊進行隔離緩沖，保證頻率控制模塊不受比較反饋模塊干擾，有較好的噪聲性能。

圖3 壓控振蕩器電路圖

（3）比較反饋模塊（圖4）：比較反饋模塊為正反饋比較器，信號Q1、Q2、C和D 輸入比較反饋模塊，信號Q1同信號D進行比較，如果Q1的電壓高于信號D的電壓，比較反饋模塊輸出的第一輸出電壓Vout1為高電平；如果Q1的電壓低于信號D的電壓，比較反饋模塊輸出的第一輸出電壓Vout1為低電平。信號Q2同信號C進行比較，原理相同。比較反饋模塊對第一信號Q1和第二信號Q2之間的壓差進行放大，直至反饋環(huán)路增益為1，達到穩(wěn)定狀態(tài)。

圖4 比較反饋模塊具體電路圖

壓控振蕩器在中心頻率控制電壓Vc的控制下，當頻率控制模塊的左邊支路導通時，右邊關斷，左邊支路對電容C11的一端充電，右邊支路對電容C11的另一端放電。反之，左邊支路關斷時，右邊支路導通，左邊支路對電容C11的一端放電，右邊支路對電容C11的另一端充電；由于信號Q1和信號Q2之間存在電流壓差，導致開關管M11和開關管M12上的電流有偏差，經(jīng)過緩沖模塊緩沖和比較反饋模塊放大，形成正反饋輸入到開關管M13、開關管M14的柵極，導致2個支路的電流差進一步變大，在電容C11上的充放電電流也一直增加。

由于頻偏控制電壓Vm的變化引起流過電阻R11和電阻R12的電流變化，導致2個支路的電流差的微小變化，電阻R11和電阻R12上流過的電流遠小于開關管M11和開關管M12上流過的電流，從而小幅改變振蕩頻率。

電容C11兩端充放電電流的變化引起了振蕩頻率的變化，直到開關管M11、M12、M13、M14進入深度線性區(qū)，整個環(huán)路的增益為1，輸出穩(wěn)定的振蕩波形。

開關管M11和開關管M12上流過交流電流對電容C11充放電，從而決定了振蕩頻率的大小，由于流過M11和M12的交流電流大小相等，方 向相 反，｜IM～11｜＝｜IM～12｜，振 蕩 中 心 頻 率 為 fosc＝，｜IM～11｜∝V2c，fosc∝Vc（其中，fosc為壓控振蕩調頻電路的中心頻率，｜IM～11｜為流過開關管 M11的平均電流，C11為電容C11的容值，Vc為中心頻率控制電壓），即壓控振蕩調頻電路的中心頻率和中心頻率控制電壓Vc成正比。

輸出電壓Vout1、Vout2的最大頻偏和中心頻率的比值為：

式中，θp為振蕩器輸出信號相對于中心頻率的最大頻偏；VA為頻偏調制信號Vm的幅度；KMOD為壓控振蕩器的音頻FM調制系數(shù)；KVCO為壓控振蕩器的頻率調制系數(shù)；Vaudioin為輸入音頻調制信號Uf（t）的幅度；AνVGA為自動增益控制模塊的增益。

自動增益控制模塊（圖5）的增益AνVGA受Vc控制，和Vc成正比關系，故，該比值和中心頻率控制電壓Vc無關。這樣可以避免工藝或環(huán)境偏差引起的中心頻率控制電壓變化帶來的影響。

圖5 自動增益控制模塊電路圖

4 仿真和測試結果

仿真結果表明，本文中的壓控振蕩調頻電路載波相位噪聲性能好，頻偏恒定，線性度高。

測試結果表明，本文中的電路性能和仿真結果相吻合，已批量用于電視調頻器生產。