高性能的壓控振蕩調頻電路設計與分析

陳明潔

（杭州士蘭微電子股份有限公司，浙江 杭州310012）

0 引言

高質量的調頻電路要求輸出載波的中心頻率固定、頻偏恒定、線性度高，如有線電視鄰頻調制器中的伴音副載波調頻器、電視多伴音傳輸系統的副載波調頻器等。

副載波中心頻率不穩定、噪聲大或者頻率漂移，不僅會影響調頻信號的質量，也會一定程度上影響視頻的質量。頻偏不穩定會導致調頻線性度差，引起失真。本文針對這2個問題，提出一種高性能的壓控振蕩調頻電路。

為了實現高穩定的中心頻率，傳統的音頻調制方式有以下幾種：

（1）通過晶體振蕩器實現調頻，但晶體振蕩器的頻偏非常小，往往達不到一定的帶寬要求。

（2）通過LC振蕩實現調頻，但其中心頻率的穩定性較差，同時由于采用電感，大大增加了成本。

（3）通過鎖相調頻實現，可以產生高穩定度的中心頻率，加上分頻器的使用，頻偏可以做得較大，克服了調頻和穩頻之間的矛盾。

1 鎖相調頻的基本原理

傳統的鎖相調頻電路（圖1）包括：晶體振蕩器，用于產生調頻電路需要的穩定的頻率信號；鑒相器，用于將晶體振蕩器輸出的穩定的頻率信號與分頻器輸出的分頻信號Uin（t）進行相位比較，產生誤差電壓，并將誤差電壓Ud（t）發送至環路濾波器；環路濾波器，用于將鑒相器12輸出的誤差電壓轉換為濾波信號VLPF；壓控振蕩調頻電路，用于對輸入的音頻調制信號Uf（t）與環路濾波器輸出的濾波信號VLPF進行調制，并產生振蕩信號Vosc，振蕩信號Vosc的頻偏受音頻調制信號Uf（t）控制；分頻器，用于將來自壓控振蕩調頻電路15的輸出信號Vosc進行分頻。

圖1 傳統的鎖相調頻原理圖

圖1 所示的鎖相調頻電路中環路濾波器的輸出和音頻調制信號Uf（t）之間沒有關聯，中心頻率和頻偏是分開控制的，導致在不同工藝和工作環境下，相同的中心頻率下頻偏變化比較大，引起失真。

2 新型壓控振蕩調頻電路的結構

本文將圖1方框中的調制部分替換成新型的壓控振蕩調頻電路，如圖2所示。

圖2 新型壓控振蕩調頻電路結構圖

該高性能新型壓控振蕩調頻電路包括：電平調節模塊，其作用是將電荷泵輸出的濾波信號VLPF轉化為中心頻率控制電壓Vc，本設計中的中心頻率控制電壓Vc比所述濾波信號VLPF高，使壓控振蕩調頻電路在濾波信號VLPF較低時能正常工作；自動增益控制模塊（VGA），對輸入的音頻調制信號Uf（t）進行放大，產生頻偏控制電壓Vm，Vm的幅度受電平調節模塊輸出的中心頻率控制電壓Vc控制，頻偏控制電壓Vm同中心頻率控制電壓Vc成正比；壓控振蕩器，其輸入是中心頻率控制電壓Vc和頻偏控制電壓Vm，輸出為輸出電壓Vout1、Vout2，Vout1、Vout2構成差分振蕩信號，差分振蕩信號的中心頻率由中心頻率控制電壓Vc調節，頻偏由頻偏控制電壓Vm調節；輸出模塊，為一個雙端轉單端緩沖器，輸出單端滿擺幅電壓信號Vosc。

3 比較反饋型壓控振蕩器的具體電路實現

比較反饋型壓控振蕩器的電路結構如圖3所示，具體包括以下3個部分：

（1）頻率控制模塊：接收比較反饋模塊的輸出信號Vout1、Vout2，中心頻率控制電壓Vc調節頻率控制模塊輸出的中心頻率，頻偏控制電壓Vm調節頻率控制模塊輸出的頻偏，頻率控制模塊輸出Q1、Q2一對差分信號。

（2）緩沖模塊：緩沖模塊對頻率控制模塊和比較反饋模塊進行隔離緩沖，保證頻率控制模塊不受比較反饋模塊干擾，有較好的噪聲性能。

圖3 壓控振蕩器電路圖

（3）比較反饋模塊（圖4）：比較反饋模塊為正反饋比較器，信號Q1、Q2、C和D 輸入比較反饋模塊，信號Q1同信號D進行比較，如果Q1的電壓高于信號D的電壓，比較反饋模塊輸出的第一輸出電壓Vout1為高電平；如果Q1的電壓低于信號D的電壓，比較反饋模塊輸出的第一輸出電壓Vout1為低電平。信號Q2同信號C進行比較，原理相同。比較反饋模塊對第一信號Q1和第二信號Q2之間的壓差進行放大，直至反饋環路增益為1，達到穩定狀態。

圖4 比較反饋模塊具體電路圖

壓控振蕩器在中心頻率控制電壓Vc的控制下，當頻率控制模塊的左邊支路導通時，右邊關斷，左邊支路對電容C11的一端充電，右邊支路對電容C11的另一端放電。反之，左邊支路關斷時，右邊支路導通，左邊支路對電容C11的一端放電，右邊支路對電容C11的另一端充電；由于信號Q1和信號Q2之間存在電流壓差，導致開關管M11和開關管M12上的電流有偏差，經過緩沖模塊緩沖和比較反饋模塊放大，形成正反饋輸入到開關管M13、開關管M14的柵極，導致2個支路的電流差進一步變大，在電容C11上的充放電電流也一直增加。

由于頻偏控制電壓Vm的變化引起流過電阻R11和電阻R12的電流變化，導致2個支路的電流差的微小變化，電阻R11和電阻R12上流過的電流遠小于開關管M11和開關管M12上流過的電流，從而小幅改變振蕩頻率。

電容C11兩端充放電電流的變化引起了振蕩頻率的變化，直到開關管M11、M12、M13、M14進入深度線性區，整個環路的增益為1，輸出穩定的振蕩波形。

開關管M11和開關管M12上流過交流電流對電容C11充放電，從而決定了振蕩頻率的大小，由于流過M11和M12的交流電流大小相等，方 向相 反，｜IM～11｜＝｜IM～12｜，振 蕩 中 心 頻 率 為 fosc＝，｜IM～11｜∝V2c，fosc∝Vc（其中，fosc為壓控振蕩調頻電路的中心頻率，｜IM～11｜為流過開關管 M11的平均電流，C11為電容C11的容值，Vc為中心頻率控制電壓），即壓控振蕩調頻電路的中心頻率和中心頻率控制電壓Vc成正比。

輸出電壓Vout1、Vout2的最大頻偏和中心頻率的比值為：

式中，θp為振蕩器輸出信號相對于中心頻率的最大頻偏；VA為頻偏調制信號Vm的幅度；KMOD為壓控振蕩器的音頻FM調制系數；KVCO為壓控振蕩器的頻率調制系數；Vaudioin為輸入音頻調制信號Uf（t）的幅度；AνVGA為自動增益控制模塊的增益。

自動增益控制模塊（圖5）的增益AνVGA受Vc控制，和Vc成正比關系，故，該比值和中心頻率控制電壓Vc無關。這樣可以避免工藝或環境偏差引起的中心頻率控制電壓變化帶來的影響。

圖5 自動增益控制模塊電路圖

4 仿真和測試結果

仿真結果表明，本文中的壓控振蕩調頻電路載波相位噪聲性能好，頻偏恒定，線性度高。

測試結果表明，本文中的電路性能和仿真結果相吻合，已批量用于電視調頻器生產。