星載多路輸出開關電源的設計

張乾+劉克承+王衛國

摘 要： 介紹一款星載多路輸出開關電源。該電源的設計方法能夠滿足絕大部分星載多路輸出開關電源的需求。重點介紹該電源的部分設計特點，分析工作原理，并給出了設計公式。實踐表明，該電源優化了星載開關電源小型化設計，可廣泛應用于星載多路開關電源。

關鍵詞： 星載電源； 多路輸出開關電源； 小型化設計； 電路設計

中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）20?0145?03

Design of satellite?borne multi?channel output DC/DC converter

ZHANG Qian， LIU Ke?cheng， WANG Wei?guo

（Lanzhou Institute of Physics， Lanzhou 730000， China）

Abstract： A satellite?borne multi?channel output DC/DC converter is introduced. The method of the power supply design can meet the needs of most of the satellite?borne multi?channel output DC/DC converters. The design characteristics of the power supply are particularly introduced. The operating principle is analyzed. The design formulas are also given. The miniaturization design of the satellite?borne DC/DC converter was optimized. It can be widely used in satellite?borne multi?channel output DC/DC converters.

Keywords： satellite?borne power supply； multi?channel output DC/DC converter； miniaturization design； circuit design

隨著我國航天事業的發展，衛星有效載荷的數量和種類越來越多，勢必要求與之相配套的開關電源的體積和重量進一步減小。因此，開關電源的小型化設計成為目前星載開關電源研究的一個熱門課題。眾所周知，開關電源的小型化可以從優化電路設計和采用新工藝兩個方面入手，例如采用混合厚膜工藝可以大幅度地減小電源的體積和重量，但國產混合厚膜開關電源在航天領域目前還處在推廣中，主要是其抗輻照性能對于高軌長壽命衛星來說存在著一定的局限性。因此，采用表貼工藝的開關電源在航天領域依然具備廣闊的市場。這就要求必須在電路設計上進行優化，以滿足星載開關電源小型化的要求。本文介紹一種多路輸出開關電源，它采用不同拓撲組合的方式，能夠滿足星上大部分中小功率設備的供電需求。

1 星載多路輸出開關電源的幾種設計方案

1.1 單端反激式多路輸出開關電源

圖1所示單端反激式多路輸出開關電源的設計思路是：考慮到星載開關電源的磁隔離要求，采取前級自持預穩壓，后級各路輸出進行二次穩壓的方式。反激式拓撲的特點是電路結構簡單，易于實現多路輸出。如果不采用二次穩壓，次級各路輸出的電壓和負載穩定度不會優于±3%，很難滿足星上大部分用電設備的需求，因此，常常會在輸出端進行二次穩壓。常用的方法是采用三端穩壓器進行二次穩壓，這樣輸出各路電壓穩定度優于±1%，能夠滿足星上用電設備的需求，采用三端穩壓器進行二次穩壓的另一個優點是如果用電設備對低頻干擾比較敏感，那么輸出后級采用三端穩壓器進行二次穩壓還能有效隔離輸入端引入的低頻干擾，保證用電設備正常工作[1]。但是單端反激式多路輸出開關電源同樣有它的局限性，如果其中某一路輸出電流比較大，后級采用三端穩壓器進行二次穩壓會造成很大的功耗，從而降低了電源的轉換效率，進而影響了電源的工作壽命。

1.2 單端正激式多路輸出開關電源

圖2所示單端正激式多路輸出開關電源的設計思路是：主路輸出采用閉環直接反饋控制，輔輸出采用磁鏈耦合技術以改善輔路輸出的電壓和負載穩定度。設計上一般主路輸出功率比較大，輔路輸出功率相對比較小，即便如此輔路輸出的電壓和負載穩定度也不會優于±5%，而且輔路輸出的功率越大，輔路輸出的穩定度也越差。這種方案一般設計成3路電源，路數再多輔路輸出的穩定度就無法接受了。總體上單端正激式多路輸出開關電源輔路輸出負載和電壓穩定度要比單端反激式多路輸出開關電源各路輸出負載和電壓穩定度差。

圖1 單端反激式多路輸出

圖2 單端正激式多路輸出開關電源

1.3 單端反激和單端正激相結合的多路輸出開關電源

從圖3可以看出電源由反激拓撲和正激拓撲組成，考慮到電源小型化的需求，電源共用一個消浪涌電路和輸入濾波電路。反激電路組成三路小電流輸出，后級各路輸出通過三端穩壓器進行進一步穩壓，反激主變壓器上繞制的兩個輔助繞組的輸出電壓給正激電路的PWM芯片供電，由于反激電路采取了前級預穩壓，同時給PWM芯片供電的負載電流比較小（小于100 mA）。因此反激主變壓器上的兩個輔助繞組給PWM芯片的供電電壓非常穩定，能夠滿足在不同條件下PWM芯片的供電要求。這種方案既滿足了星用開關電源的磁隔離要求，又避免了方案（1）中大負載電流下使用三端穩壓器進行二次穩壓造成的功耗過大的問題，同時也解決了方案（2）中的輔路輸出穩定度不高的問題。最大的優點是這種方案不受路數上的限制，設計上可以把小電流各路全部在單端反激中輸出，大電流各路從單端正激中輸出。本文設計了一款五路輸出電源，其中18.5 V，±14.5 V負載電流小于1 A從三路反激電源中出；7.5 V，5.5 V負載電流比較大從正激電源中出，它們的PWM芯片供電電壓都是從三路反激電源的輔助繞組中輸出的。

2 關鍵電路參數設計

技術指標如下：輸入電壓為DC 25～33 V；開關頻率為200 kHz；最大占空比為0.5；輸出電壓/電流為18.5 V/0.33 A， +14.5 V/0.3 A，-14.5 V/0.11 A，7.5 V/2.9 A，5.5 V/5.8 A；轉換效率≥78%。

圖3 單端反激和正激相結合的多路輸出開關電源

2.1 變壓器的設計

電源涉及反激電路和正激電路變壓器的設計，反激變換器的特點是當主功率開關管導通時變壓器原邊電感存儲能量，負載的能量從輸出濾波電路的電容處得到；而當關斷時，變壓器原邊電感的能量將會傳送到副邊負載和它的濾波電容處，以補償濾波電容在開關導通狀態下消耗的能量[6]。具體設計如下：由于鐵氧體材料有很好的儲能和抑制信號傳輸過程中的尖峰和振鈴作用，因此采用這種材料作為變壓器磁芯是最好的選擇之一。綜合考慮反激電源的額定功率，轉換效率以及磁芯的窗口利用率，選擇RM8作為反激電源變壓器的磁芯。初級線圈的峰值電流為：

[Ipmax=2TPoTonmaxUiminη] （1）

式中：[Uimin]為變壓器初級輸入的最小直流電壓；T為開關電源周期；[Tonmax]為開關管導通時間；[Po]為輸出功率；η為變換效率。

初級線圈的電感為：

[Lp=UiminTonmax0Ipmax] （2）

初級繞組的匝數為：

[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （3）

式中：[Sc]為磁芯有效截面積；[ΔB]為磁芯工作磁感應強度。

初次級繞組匝數比為：

[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （4）

式中：[UD]為輸出整流二極管，[Us]為次級輸出電壓。

次級繞組匝數為：

[n12=NpNs] （5）

變壓器氣隙為：

[Ig=μrN2pScLp] （6）

式中：[Ig]的單位為mm；[μr]=4π，[Sc]的單位為mm2；[Lp]的單位為mH。按照式（1）～式（6）計算得：[Ipmax]=3 A， [Lp]=16.7 μH， [Np]=7匝；18.5 V的匝數為9匝；±14.5 V時匝數為7匝。給PWM芯片供電的兩個輔助繞組的匝數為6匝，變壓器氣隙為0.24 mm。

正激電路變壓器的設計同樣需要綜合考慮電源的額定功率，轉換效率、磁芯的窗口利用率以及磁芯的最佳磁密度。7.5 V選擇RM6作為變壓器磁芯，5.5 V選擇RM8作為變壓器磁芯。初級繞組匝數為：

[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （7）

式中：[Tonmax]的單位為s，[ΔB]的單位為T，[Sc]的單位為cm2。

次級繞組匝數為：

[Ns≥Np（Us+UD）DmaxUimin] （8）

式中[Dmax]為最大占空比。

按照式（7）～（8）計算得：7.5 V輸出[Np]為13匝，[Ns]為10匝；5.5 V輸出[Np]為8匝，[Ns]為5匝。變壓器導線電流密度取7～8 A/mm2。

2.2 輸出濾波電路的設計

反激變換器由于其主變壓器初級充當了儲能電感的作用，因此其輸出各路可以不要差模電感，考慮到EMC的需要，可在輸出各路增加一個共模電感，反激變換器的輸出電容可由式（9）算出。

[C≥5TsU08UoppR] （9）

式中：[Ts]為電源周期；[U0]為電源各路額定電壓；[Uopp]為輸出紋波電壓，[R]為負載電阻，工程實際中還需要考慮電源的ESR值。

按照式（9）計算得：18.5 V輸出[C≥]21 μF，14.5 V輸出[C≥]19 μF，-14.5 V輸出[C≥]7 μF。正激變換器輸出差模電感工作在連續狀態其輸出紋波電壓小，工作在非連續狀態其輸出紋波電壓大。設計上一般將額定輸出電流的設定為電感連續和非連續工作狀態的臨界點，得到輸出差模電感的計算公式為：

[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （10）

按照式（10）計算得：7.5 V輸出[L0]=57 μH，5.5 V輸出[L0]=20 μH。按照式（9）計算得各路輸出濾波電容：7.5 V輸出[C≥]169 μF，5.5 V輸出[C≥]365 μF。

2.3 關鍵點波形和數據

表1列出了反激電路兩個輔助繞組給正激電路PWM芯片供電的電壓在不同輸入電壓負載一定下的電壓值，表2列出了輸入電壓一定負載變化下的電壓值。

表1 不同輸入電壓負載一定下的電壓值 V

表2 輸入電壓一定負載變化下的電壓值 V

圖4 額定輸入下反激電路主開關管漏源波形

圖5 額定輸入下7.5 V正激電路主開關管漏源波形

3 結 論

本文介紹了一種新型的星用多路輸出開關電源，不僅有效地解決了傳統星用開關電源的一些弊病，同時在電源的小型化設計上具備一定的優勢，在星用開關電源的應用上具備廣闊的前景。

圖6 額定輸入下5.5 V正激電路主開關管漏源波形

參考文獻

[1] PRESSMAN A L.開關電源設計[M].王志強，譯.北京：電子工業出版社，2005.

[2] 劉勝利.現代高頻開關電源實用技術[M].北京：電子工業出版社，2001.

[3] 戶川治郎.實用電源電路設計[M].北京：科學出版社，2005.

[4] 甘久超，謝運祥，顏凌峰.DC/DC變換器的多路輸出技術綜述[J].電工技術雜志，2002（4）：1?4.

[5] 何穎彥，顧亦磊，錢照明.一種采用磁放大器技術的新穎多路輸出變換器[J].電力系統自動化，2005（1）：69?72.

[6] 張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計[M].北京：電子工業出版社，2004.

2 關鍵電路參數設計

技術指標如下：輸入電壓為DC 25～33 V；開關頻率為200 kHz；最大占空比為0.5；輸出電壓/電流為18.5 V/0.33 A， +14.5 V/0.3 A，-14.5 V/0.11 A，7.5 V/2.9 A，5.5 V/5.8 A；轉換效率≥78%。

圖3 單端反激和正激相結合的多路輸出開關電源

2.1 變壓器的設計

電源涉及反激電路和正激電路變壓器的設計，反激變換器的特點是當主功率開關管導通時變壓器原邊電感存儲能量，負載的能量從輸出濾波電路的電容處得到；而當關斷時，變壓器原邊電感的能量將會傳送到副邊負載和它的濾波電容處，以補償濾波電容在開關導通狀態下消耗的能量[6]。具體設計如下：由于鐵氧體材料有很好的儲能和抑制信號傳輸過程中的尖峰和振鈴作用，因此采用這種材料作為變壓器磁芯是最好的選擇之一。綜合考慮反激電源的額定功率，轉換效率以及磁芯的窗口利用率，選擇RM8作為反激電源變壓器的磁芯。初級線圈的峰值電流為：

[Ipmax=2TPoTonmaxUiminη] （1）

式中：[Uimin]為變壓器初級輸入的最小直流電壓；T為開關電源周期；[Tonmax]為開關管導通時間；[Po]為輸出功率；η為變換效率。

初級線圈的電感為：

[Lp=UiminTonmax0Ipmax] （2）

初級繞組的匝數為：

[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （3）

式中：[Sc]為磁芯有效截面積；[ΔB]為磁芯工作磁感應強度。

初次級繞組匝數比為：

[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （4）

式中：[UD]為輸出整流二極管，[Us]為次級輸出電壓。

次級繞組匝數為：

[n12=NpNs] （5）

變壓器氣隙為：

[Ig=μrN2pScLp] （6）

式中：[Ig]的單位為mm；[μr]=4π，[Sc]的單位為mm2；[Lp]的單位為mH。按照式（1）～式（6）計算得：[Ipmax]=3 A， [Lp]=16.7 μH， [Np]=7匝；18.5 V的匝數為9匝；±14.5 V時匝數為7匝。給PWM芯片供電的兩個輔助繞組的匝數為6匝，變壓器氣隙為0.24 mm。

正激電路變壓器的設計同樣需要綜合考慮電源的額定功率，轉換效率、磁芯的窗口利用率以及磁芯的最佳磁密度。7.5 V選擇RM6作為變壓器磁芯，5.5 V選擇RM8作為變壓器磁芯。初級繞組匝數為：

[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （7）

式中：[Tonmax]的單位為s，[ΔB]的單位為T，[Sc]的單位為cm2。

次級繞組匝數為：

[Ns≥Np（Us+UD）DmaxUimin] （8）

式中[Dmax]為最大占空比。

按照式（7）～（8）計算得：7.5 V輸出[Np]為13匝，[Ns]為10匝；5.5 V輸出[Np]為8匝，[Ns]為5匝。變壓器導線電流密度取7～8 A/mm2。

2.2 輸出濾波電路的設計

反激變換器由于其主變壓器初級充當了儲能電感的作用，因此其輸出各路可以不要差模電感，考慮到EMC的需要，可在輸出各路增加一個共模電感，反激變換器的輸出電容可由式（9）算出。

[C≥5TsU08UoppR] （9）

式中：[Ts]為電源周期；[U0]為電源各路額定電壓；[Uopp]為輸出紋波電壓，[R]為負載電阻，工程實際中還需要考慮電源的ESR值。

按照式（9）計算得：18.5 V輸出[C≥]21 μF，14.5 V輸出[C≥]19 μF，-14.5 V輸出[C≥]7 μF。正激變換器輸出差模電感工作在連續狀態其輸出紋波電壓小，工作在非連續狀態其輸出紋波電壓大。設計上一般將額定輸出電流的設定為電感連續和非連續工作狀態的臨界點，得到輸出差模電感的計算公式為：

[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （10）

按照式（10）計算得：7.5 V輸出[L0]=57 μH，5.5 V輸出[L0]=20 μH。按照式（9）計算得各路輸出濾波電容：7.5 V輸出[C≥]169 μF，5.5 V輸出[C≥]365 μF。

2.3 關鍵點波形和數據

表1列出了反激電路兩個輔助繞組給正激電路PWM芯片供電的電壓在不同輸入電壓負載一定下的電壓值，表2列出了輸入電壓一定負載變化下的電壓值。

表1 不同輸入電壓負載一定下的電壓值 V

表2 輸入電壓一定負載變化下的電壓值 V

圖4 額定輸入下反激電路主開關管漏源波形

圖5 額定輸入下7.5 V正激電路主開關管漏源波形

3 結 論

本文介紹了一種新型的星用多路輸出開關電源，不僅有效地解決了傳統星用開關電源的一些弊病，同時在電源的小型化設計上具備一定的優勢，在星用開關電源的應用上具備廣闊的前景。

圖6 額定輸入下5.5 V正激電路主開關管漏源波形

參考文獻

[1] PRESSMAN A L.開關電源設計[M].王志強，譯.北京：電子工業出版社，2005.

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[5] 何穎彥，顧亦磊，錢照明.一種采用磁放大器技術的新穎多路輸出變換器[J].電力系統自動化，2005（1）：69?72.

[6] 張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計[M].北京：電子工業出版社，2004.

2 關鍵電路參數設計

技術指標如下：輸入電壓為DC 25～33 V；開關頻率為200 kHz；最大占空比為0.5；輸出電壓/電流為18.5 V/0.33 A， +14.5 V/0.3 A，-14.5 V/0.11 A，7.5 V/2.9 A，5.5 V/5.8 A；轉換效率≥78%。

圖3 單端反激和正激相結合的多路輸出開關電源

2.1 變壓器的設計

電源涉及反激電路和正激電路變壓器的設計，反激變換器的特點是當主功率開關管導通時變壓器原邊電感存儲能量，負載的能量從輸出濾波電路的電容處得到；而當關斷時，變壓器原邊電感的能量將會傳送到副邊負載和它的濾波電容處，以補償濾波電容在開關導通狀態下消耗的能量[6]。具體設計如下：由于鐵氧體材料有很好的儲能和抑制信號傳輸過程中的尖峰和振鈴作用，因此采用這種材料作為變壓器磁芯是最好的選擇之一。綜合考慮反激電源的額定功率，轉換效率以及磁芯的窗口利用率，選擇RM8作為反激電源變壓器的磁芯。初級線圈的峰值電流為：

[Ipmax=2TPoTonmaxUiminη] （1）

式中：[Uimin]為變壓器初級輸入的最小直流電壓；T為開關電源周期；[Tonmax]為開關管導通時間；[Po]為輸出功率；η為變換效率。

初級線圈的電感為：

[Lp=UiminTonmax0Ipmax] （2）

初級繞組的匝數為：

[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （3）

式中：[Sc]為磁芯有效截面積；[ΔB]為磁芯工作磁感應強度。

初次級繞組匝數比為：

[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （4）

式中：[UD]為輸出整流二極管，[Us]為次級輸出電壓。

次級繞組匝數為：

[n12=NpNs] （5）

變壓器氣隙為：

[Ig=μrN2pScLp] （6）

式中：[Ig]的單位為mm；[μr]=4π，[Sc]的單位為mm2；[Lp]的單位為mH。按照式（1）～式（6）計算得：[Ipmax]=3 A， [Lp]=16.7 μH， [Np]=7匝；18.5 V的匝數為9匝；±14.5 V時匝數為7匝。給PWM芯片供電的兩個輔助繞組的匝數為6匝，變壓器氣隙為0.24 mm。

正激電路變壓器的設計同樣需要綜合考慮電源的額定功率，轉換效率、磁芯的窗口利用率以及磁芯的最佳磁密度。7.5 V選擇RM6作為變壓器磁芯，5.5 V選擇RM8作為變壓器磁芯。初級繞組匝數為：

[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （7）

式中：[Tonmax]的單位為s，[ΔB]的單位為T，[Sc]的單位為cm2。

次級繞組匝數為：

[Ns≥Np（Us+UD）DmaxUimin] （8）

式中[Dmax]為最大占空比。

按照式（7）～（8）計算得：7.5 V輸出[Np]為13匝，[Ns]為10匝；5.5 V輸出[Np]為8匝，[Ns]為5匝。變壓器導線電流密度取7～8 A/mm2。

2.2 輸出濾波電路的設計

反激變換器由于其主變壓器初級充當了儲能電感的作用，因此其輸出各路可以不要差模電感，考慮到EMC的需要，可在輸出各路增加一個共模電感，反激變換器的輸出電容可由式（9）算出。

[C≥5TsU08UoppR] （9）

式中：[Ts]為電源周期；[U0]為電源各路額定電壓；[Uopp]為輸出紋波電壓，[R]為負載電阻，工程實際中還需要考慮電源的ESR值。

按照式（9）計算得：18.5 V輸出[C≥]21 μF，14.5 V輸出[C≥]19 μF，-14.5 V輸出[C≥]7 μF。正激變換器輸出差模電感工作在連續狀態其輸出紋波電壓小，工作在非連續狀態其輸出紋波電壓大。設計上一般將額定輸出電流的設定為電感連續和非連續工作狀態的臨界點，得到輸出差模電感的計算公式為：

[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （10）

按照式（10）計算得：7.5 V輸出[L0]=57 μH，5.5 V輸出[L0]=20 μH。按照式（9）計算得各路輸出濾波電容：7.5 V輸出[C≥]169 μF，5.5 V輸出[C≥]365 μF。

2.3 關鍵點波形和數據

表1列出了反激電路兩個輔助繞組給正激電路PWM芯片供電的電壓在不同輸入電壓負載一定下的電壓值，表2列出了輸入電壓一定負載變化下的電壓值。

表1 不同輸入電壓負載一定下的電壓值 V

表2 輸入電壓一定負載變化下的電壓值 V

圖4 額定輸入下反激電路主開關管漏源波形

圖5 額定輸入下7.5 V正激電路主開關管漏源波形

3 結 論

本文介紹了一種新型的星用多路輸出開關電源，不僅有效地解決了傳統星用開關電源的一些弊病，同時在電源的小型化設計上具備一定的優勢，在星用開關電源的應用上具備廣闊的前景。

圖6 額定輸入下5.5 V正激電路主開關管漏源波形

參考文獻

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[2] 劉勝利.現代高頻開關電源實用技術[M].北京：電子工業出版社，2001.

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[5] 何穎彥，顧亦磊，錢照明.一種采用磁放大器技術的新穎多路輸出變換器[J].電力系統自動化，2005（1）：69?72.

[6] 張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計[M].北京：電子工業出版社，2004.