新型高壓變頻串聯諧振試驗電源逆變器的設計

劉 斌，黃新波，程文飛，張周熊，喬衛中

（西安工程大學 電子信息學院，陜西 西安710048）

隨著高壓輸電技術不斷發展，使得整個行業對高壓設備的絕緣耐壓測試和交流試驗電源的安全可靠性提出了越來越高的要求.例如GIS（氣體絕緣組合電器）、電纜、電容器和斷路器等高壓設備都需要定期做交流絕緣耐壓試驗，這樣便于及早發現設備內部隱藏的絕緣故障，避免因設備絕緣故障造成嚴重事故［1］.目前，用于交流絕緣耐壓實驗的電源主要有電力變壓器、試驗變壓器和串聯諧振試驗電源.考慮到經濟等因素，在滿足實驗要求時，大多采用試驗變壓器和串聯諧振試驗裝置.高壓變頻串聯諧振試驗電源是串聯諧振試驗裝置的一種，憑借著自身的優勢在交流試驗中發揮著越來越重要的角色.

高壓變頻串聯諧振試驗電源的穩定性和可靠性很大一部分決定于逆變器電壓幅值、頻率的控制和輸出波形的好壞.傳統的高壓變頻串聯諧振試驗電源的逆變器多數由GTR、MOSFET或IGBT作為開關器件，它們自身不帶有驅動電路和保護電路，所以使用時往往需要設計相應的驅動電路和保護電路，如果驅動電路設計不好，往往會嚴重影響輸出性能，保護電路設計不到位，則起不到真正的保護作用，容易燒壞這些開關器件.另外，傳統的高壓變頻串聯諧振試驗電源逆變器一部分運行在開環狀態，整個裝置的穩定性和可靠性得不到保障，輸出波形畸變較大［2］.隨著電力電子技術的發展，智能功率模塊（Intelligent Power Module，簡稱IPM）作為新一代的開關器件，具有完善的保護功能和較高的可靠性，在逆變器中發揮著重大作用［3］.本文采用IPM構建逆變器的設計方法，并運用電壓幅值、頻率綜合控制策略控制逆變器輸出的電壓幅值和頻率，進一步提高了裝置的穩定性，同時利用IPM集成的保護功能和試驗電源自身的保護構成了雙重保護，彌補了現有裝置保護措施不完善的缺陷.實驗結果表明，本文的設計方法對裝置的安全、可靠運行起到了有效的保障作用.

1 試驗電源的整體結構和功能

高壓變頻串聯諧振試驗電源裝置整體結構如圖1所示，三相外部交流電源經三相不可控整流橋整流后輸送給BUCK斬波電路，斬波后的直流電壓再經IPM內部的V1A、V1B、V2A、V2B4個開關管逆變輸出的電壓作為勵磁變壓器T一次側的輸入電壓，此電壓經勵磁變壓器T后給LC諧振回路提供電源.在滿足中諧振頻率f0的情況下，高壓電抗器和容性試品構成了LC諧振回路.試品達到諧振狀態后，再通過對斬波電路中IGBT的調節，就能得到設計需要的電壓等級.圖1中由V1A、V1B、V2A、V2B構成的IPM逆變器輸出的電壓信號為幅值0～400V，頻率30～300Hz內連續可調的正弦波［3］.RL是諧振回路等效內阻，L2是諧振回路電抗器，C1、C2和C3分別是電容分壓器高壓臂電容、低壓臂電容和容性試品等效電容［2］，三者等效為諧振電容C.

圖1 裝置整體結構圖Fig.1 The structure chart of the device

2 試驗電源逆變器

2.1 逆變器的整體結構

高壓變頻串聯諧振試驗電源裝置的逆變器整體結構如圖2所示，逆變器采用全橋拓撲，調制方式為單極性調制.逆變器主要有IPM（圖中是雙管）模塊和光耦隔離驅動器件組成.兩路正弦調制PWM波分別交叉控制IPM的上下管，可在兩個IPM模塊的輸出端之間產生低壓交流電.PM100DSA120即為IPM模塊，是三菱公司生產的雙管1 200V／100A的IPM模塊.FPO為故障輸出端，正常工作時持續輸出15V高電平，故障時輸出脈寬為1.8ms的低電平信號，傳送給控制芯片DSP后進行相應的保護動作［4］.為了使IPM安全穩定的工作，IPM的外圍驅動電路是必須的［5］.一般來講，IPM外圍驅動電路在設計中要滿足以下要求：

（1）提供穩定的驅動電路，滿足功率要求的15V電源，并且電源之間相互隔離；

（2）驅動電路輸出的驅動信號要盡可能地靠近IPM模塊，驅動回路的阻抗要足夠小；

（3）IPM內部的地線和大電壓是相通的，因此必須將弱電控制部分的電路和IPM自身隔離開.圖2中的6N137即為光耦隔離芯片.

圖2 逆變器整體結構圖Fig.2 The structure chart of the inverter

2.2 電壓幅值、頻率綜合控制策略

被測試品的多樣性、中間勵磁變壓器的渦流等因素，造成了試驗電源諧振時試品頻率和電壓的不固定.因此需要對試品頻率和電壓進行閉環控制.電壓幅值、頻率綜合控制策略可以很好地解決這個問題，其控制框圖如圖3所示.U為試品兩端電壓的有效值，U＊為其設定值，兩者相減即得到幅值PI控制器的輸入信號，幅值PI控制的輸出信號為調制比M［5］.M的大小等價于PWM信號的占空比大小，這樣就實現了電壓的調節.

頻率控制采用鎖相調頻的方法，圖3中U0和UC分別是逆變器輸出電壓和電容分壓器低壓臂電壓.兩者經傳感器傳送給DSP進行FFT運算，得出其相位差θ，并把θ與π的比值Uf送入低通濾波器，低通濾波器的作用是將Uf變成均勻無紋波的直流電壓信號UF.UF經頻率PI控制器調節后由壓控振蕩器產生諧振頻率為f0的正弦波［6］.該正弦波與頻率調制比M相乘后送入PWM波生成器，用輸出的正弦調制PWM波驅動IPM模塊，即實現了電壓幅值、頻率的綜合控制.此處的頻率PI控制器除了抑制噪聲和高頻分量外，還提高了 相調頻的速度和精度，主要依據是諧振時U0和UC的相位差為π／2.

3 試驗電源的保護設計

圖3 電壓幅值、頻率綜合控制框圖Fig.3 The control chart of the amplitude and frequence of the voltage

一個裝置要想穩定、正常的運行，必須要能預防和應對各種故障的發生.在高壓變頻串聯諧振試驗電源裝置中，上下橋臂直通現象是比較難處理的故障.當控制信號的傳輸受到外界干擾或者驅動電路被誤觸發時，都會引起上下橋臂直通短路，這樣直流濾波電容放電形成的短路電流迅速上升，對IPM模塊造成損壞.雖然IPM自身帶有過流保護、短路保護等，短路時會產生故障信號，但是這種故障信號是非持續的，故障信號結束后，IPM內部自動復位.如果引起故障的外部原因沒有解決，還會對IPM造成損壞，因此對裝置建立一個雙重保護是有必要的［7］.

過流保護電路設計如圖4所示，利用新型霍爾電流傳感器檢測母線電流，把檢測的電流信號轉換為電壓信號后與基準電壓Vref進行比較.正常工作時，來自圖2中的故障信號1～4為高電平，電壓比較器輸出的低電平信號經過與非門后變為高電平信號Uh，再經一個與非門后送入DSP核心板的故障信號為低電平，不發生保護動作.發生短路時，電壓比較器輸出高電平，Uh變為低電平，此時無論故障信號1～4的電平如何，送給DSP核心板的故障信號都會變為一個高電平，該高電平引起DSP核心板動作，輸出PWM波關斷IPM，完成保護動作［8］.

圖4 過流保護電路設計框圖Fig.4 The design chart of overcurrent protection

4 實驗結果

基于上述分析，根據串聯諧振試驗電源所需要的電壓等級，本文研制了一臺樣機，設計參數如下：逆變橋的IPM參數為1 200V／100A，逆變器輸出頻率為30～300Hz，核心控制板采用DSP芯片（型號為TMS320F28335），諧振回路的電抗器采用30H／2A的高壓電抗器，當諧振頻率不滿足要求時可以多個電抗器串并聯使用.

在實驗室中對16nF的試品電容進行了耐壓實驗.電容分壓器的容值為1 500pF，并聯的總電容值為C=17.5nF，則諧振頻率為原有的裝置由于沒有進行頻率與電壓控制，其諧振輸出電壓波形如圖5所示，從圖5中可以看出其諧振時的頻率為217Hz，經1 000∶1的電容分壓器進行分壓測得的電壓值為19.2V，但輸出的電壓波形并非標準的正弦波，其畸變率大.加入雙重保護電路和電壓幅值、頻率綜合控制后的分壓電容器諧振電壓波形如圖6所示，可以看出在相同的測試品中，諧振頻率為219Hz，與理論值較為接近，經1 000∶1的電容分壓器進行分壓測得的電壓值為33.6V，此時其輸出電壓是原有裝置的33.6／19.2=1.75倍，且逆變器在諧振時輸出的波形較為平滑接近標準正弦波，總畸變率變小.可見通過對電壓幅值及頻率進行綜合控制可使逆變器輸出的頻率接近諧振頻率，從而在試品兩端產生較高的電壓，因此具有一定的參考和使用價值.

5 結束語

本文設計的試驗電源利用電壓幅值、頻率綜合控制策略控制IPM逆變器，采用IPM自身保護和外部保護電路的雙重保護措施.實驗證明，此種方案設計的逆變器輸出波形平滑，穩定性和可靠性得到了提高，同時使系統得到了優化，為逆變器的設計起到了一定的借鑒作用.

圖5 原有裝置諧振時輸出電壓經分壓器檢測的信號Fig.5 The resonant voltage signal which comes from the voltage divider in the original device

圖6 加入雙重保護電路和電壓、頻率控制后諧振時輸出電壓經分壓器檢測的信號 Fig.6 The resonant voltage signal which comes from the voltage divider in the adding double protection circuit and the control for voltage and frenquence

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