無需設定電感電流閾值的并聯諧振直流環節逆變器

王強，單瑞香，王天施，劉曉琴

（遼寧石油化工大學信息與控制工程學院，遼寧撫順113001）

無需設定電感電流閾值的并聯諧振直流環節逆變器

王強，單瑞香，王天施，劉曉琴

（遼寧石油化工大學信息與控制工程學院，遼寧撫順113001）

為提高逆變器的效率，提出了一種新型并聯諧振直流軟開關逆變器的拓撲結構，在輔助諧振電路中設置了1對反并聯的晶閘管來控制諧振電流，使逆變器的直流環節電壓周期性下降到零，逆變器的主開關可以在零電壓條件下完成切換，同時輔助開關器件在逆變器換流過程中也實現了零電壓開關或零電流開關。該逆變器在換流過程中不需要設定和負載有關的電感電流閾值，有利于降低輔助電路損耗和簡化控制。對電路在1個開關周期內的各個工作模式進行了理論分析，給出了設計規則，并建立起輔助諧振電路損耗和分壓電容的電壓偏差量的數學模型。制作了一臺5kW的實驗樣機，實驗結果表明逆變器的工作過程符合原理分析，所以該軟開關逆變器可以有效地提高效率。

電流閾值；并聯諧振；逆變器；軟開關；晶閘管

0 引 言

高頻脈沖寬度調制（pulse width modulation，PWM）變換器具有輕量化、小型化、省材與節能等優點而成為電能變換與控制的首選。但是提高開關工作頻率也帶來了開關功率器件的開關損耗過大、承受電應力過高及電磁干擾嚴重等硬開關缺陷問題，由此促進了軟開關技術的產生與發展。并聯諧振直流環節軟開關逆變器可以實現逆變器主開關的零電壓切換和輔助開關的軟切換，而且電路具有良好的PWM應用能力等優點，已經受到了國際電氣傳動界的廣泛關注，并聯諧振直流環節軟開關逆變器將成為下一代逆變器的發展主流［1］。

通過分析近些年研究人員提出的各種并聯諧振直流環節軟開關逆變器的拓撲結構，可以發現其在控制方式和拓撲結構方面仍然需要進一步完善。文獻［2-11］提出的拓撲結構為加快直流母線電壓的上升和下降，使諧振的發生達到預期的工作過程，需要在電感電流中預先設定一個或幾個和輔助開關控制有關的閡值，而這些閡值通常情況下與負載電流有關，這就給電路在全負載范圍內的實現軟開關帶來了困難，而且在電感電流達到閡值之前對電感的充電過程也增加了輔助諧振電路的損耗，不利于提高效率。此外，文獻［7-10］提出的拓撲結構為在直流母線電壓上升之前使電感電流達到設定的閡值，需要逆變器橋臂在某一時間內短路導通，所以對控制的可靠性要求較高，否則會出現電源短路；文獻［11］提出的拓撲結構中設置了耦合諧振電感及多個無源器件，輔助電路結構相對復雜。

為克服上述不足之處，提出了一種新型并聯諧振直流環節軟開關逆變器，具有以下特點：1）諧振電容和諧振電感之間的諧振自然發生，對諧振電路工作過程的控制不需要設定和負載有關的電感電流閡值，輔助電路控制簡單，有利于降低輔助電路損耗；2）輔助諧振電路結構簡單，而且設置了一對反并聯的半控型開關器件晶閘管，當流過其電流為零時，可以自然關斷，不需要再控制其關斷，這也有利于輔助電路控制的簡化；3）可以通過控制晶閘管的開通時刻來調整每個開關周期內的直流母線零電壓持續時間，這樣可以使該軟開關逆變器能應用各種靈活的脈寬調制策略。分析了電路在1個開關周期內的各個工作模式，給出了逆變器的軟開關設計規則，并建立了輔助諧振電路損耗和分壓電容的電壓偏差量的數學模型及其與諧振參數之間的變化關系。最后制作了一臺功率5kW的實驗樣機，通過實驗來驗證本文提出的新型并聯諧振直流環節逆變器的有效性。

1 電路結構和工作原理

1.1 電路結構

新回路的拓撲結構如圖1所示，由直流電源，輔助諧振電路和PWM逆變器電路組成。輔助諧振電路包括分壓電容C1和C2，諧振電感Lr，全控型輔助開關器件SL及其反并聯二極管DL，半控型輔助開關器件晶閘管Sa和Sb。PWM逆變器的橋臂上的各開關器件都并聯緩沖電容 Cs，輔助諧振電路為PWM逆變器開關器件提供零電壓開關條件。為簡化分析，做如下假設：1）器件均為理想工作狀態；2）負載電感遠大于諧振電感，逆變橋開關狀態過渡瞬間的負載電流可以認為是恒流源I0；3）逆變器的6個主開關器件等效為Sinv，主開關器件反并聯的續流二極管等效為Dinv；4）逆變器的6個緩沖電容Cs等效為Cr，取Cr=3Cs，這是因為逆變器各橋臂上下任意一方的開關器件接通時，都使與其并聯的電容Cs短路，正常工作時3個橋臂上的電容相當于3個電容并聯；5）C1和C2的電容值比Cr大很多，可以認為C1和C2是電壓源。圖1所示的新型拓撲結構可等效為如圖2所示的電路，Sinv，Dinv和I0組成了PWM逆變器的等效電路。作為初始條件，設分壓電容C1和C2的電壓滿足UC1=UC2=E/2。負荷電流I0以圖2所示方向流過，各部分的電流電壓都以圖2所示的方向為正。

圖1 新型并聯諧振直流環節軟開關逆變器主電路Fig.1 Main circuit of novel parallel resonant DC link soft-sw itching inverter

圖2 逆變器的等效電路Fig.2 Equivalent circuit of proposed inverter

1.2 工作原理

本電路在一個開關周期內可以分為6個工作模式，電路的特征工作波形如圖3所示，各工作模式的等效電路如圖4所示，該電路中含有2個換能元件Cr和Lr，整個系統用狀態變量uCr、iLr表征。選用電感電流iLr與電壓狀態變量uCr組合，形成1個相平面來分析整個電路。以模式1為初始狀態，電路的工作過程如下：

圖3 電路的特征工作波形Fig.3 Characteristic waveforms of circuit

圖4 各工作模式的等效電路Fig.4 Equivalent circuits under different operation m odes

模式1（t～t0）：初始狀態，電源通過輔助開關器件SL向負載傳輸電能，電路工作在穩態。此時，uCr= E，iLr=0。本模式的運動軌跡為一點，如相平面圖所示。本模式持續時間為T1。

模式2（t0～t1）：在t0時刻，關斷輔助開關SL，同時開通晶閘管Sa，在Cr的作用下，降低了SL關斷瞬間端電壓的上升率，所以SL實現了零電壓關斷；在Lr的作用下，降低了Sa開通瞬間的電流上升率，所以Sa實現了零電流開通。從t0時刻開始，Lr和Cr開始諧振，Lr被充電，Cr放電。iLr逐漸反向增大，uCr逐漸減小。當uCr減小到E/2時，iLr增大到反向最大值Ip1。然后Lr和Cr都放電，iLr開始減小，uCr繼續減小。在t1時刻，iLr和uCr都減小到零時，晶閘管Sa自然關斷，模式2結束，在本模式中Cr還同時向負載放電。本模式的運動軌跡為相平面圖中t0～t1段。該模式的曲線運動方程如下

將uCr=E/2代入到式（1）中，可以得到iLr的反向最大值Ip1為

本模式中，iL r和uC r的表達式分別為：

SL關斷瞬間的電壓變化率為

Sa開通瞬間的電流變化率為

本模式的持續時間為

模式3（t1～t2）：逆變橋續流二極管和負載電流構成回路，和傳統的逆變器工作狀態相同，直流環節電壓為零，續流二極管Dinv導通，逆變橋功率器件可以完成一次零電壓開關過程，且通過控制晶閘管Sb的開通時刻，可以調節該模式的持續時間T3，等開關過程結束后，進行母線電壓回升。因為本模式中，iLr和uCr都等于零，所以該模式在相平面上的運動軌跡為原點。

模式4（t2～t3）：在t2時刻，開通晶閘管Sb，在Lr的作用下，降低了Sb開通瞬間的電流上升率，所以Sb實現了零電流開通。從t2時刻開始，iLr正向線性增大，同時流過Dinv的電流線性減小。在t3時刻，當iLr增大到與負載電流I0相等時，Dinv自然關斷，模式4結束。本模式的運動軌跡為相平面圖中t2～t3段。本模式的持續的時間為

模式5（t3～t4）：從t3時刻開始，Lr和Cr開始諧振，Lr和Cr被充電，iLr和uCr逐漸增大。當uCr增大到E/2時，iLr增大到正向最大值Ip2。然后Lr開始放電，Cr繼續被充電，iLr開始減小，uCr繼續增大。在t4時刻，當uCr增大到E，iLr減小到I0時，模式5結束。本模式的運動軌跡為相平面圖中t3～t4段。該模式的曲線運動方程如下

將uCr=E/2代入到式（9）中，可以得到iLr的正向最大值Ip2為

本模式中，iLr和uCr的表達式分別為：

本模式的持續時間為

模式6（t4～t5）：在t4時刻，開通SL，因為此時uCr等于E，所以SL實現了零電壓開通，從t4時刻開始，iLr從I0線性減小，流過SL的電流線性增大。在t5時刻，當iLr減小到零時，模式6結束。本模式的運動軌跡為相平面圖中t4～t5段，本模式的持續時間為T6=T4。然后電路返回模式1，開始下一個開關周期的工作。至此，一個開關周期內的電路的曲線運動方程建立完成，可以繪制出相平面上的運動軌跡，如圖5所示。

圖5 諧振直流環節逆變器的相平面Fig.5 Phase-plane of resonant DC link inverter

1.3 軟開關設計規則

1）為保證SL實現零電壓關斷，其關斷瞬間的電壓變化率必須小于器件允許的電壓變化率（d u/d t）r，即

2）為保證SL實現零電壓開通，必須使SL在直流母線電壓上升到E時開通。由圖3可知SL在一個開關周期內處于關斷狀態的時間Toff需要滿足T-T1-T6=Toff，即

通常情況下開關周期T和模式1的時間T1為固定值，根據式（15）可知為在全負荷范圍內SL實現零電壓開通，需要根據負載電流瞬時值的大小來調整Toff。實際應用中為簡化控制，采取檢測直流母線電壓是否上升到E，來決定SL是否開通。

3）為保證Sa和Sb實現零電流開通，其開通瞬間的電流變化率必須小于器件允許的電流變化率（d i/d t）r，即

4）設逆變器的死區時間為Δ，為保證逆變器橋臂上的主開關實現零電壓開關，必須使逆變器的主開關在直流母線電壓等于零時完成切換。由圖3可知SL關斷時刻到Sb開通時刻的間隔時間Td被設定以后，要滿足T2+Δ≤Td。為在全負荷范圍內都滿足該條件，要滿足下式

5）為限制輔助諧振電路損耗，流過諧振電感的最大電流應不大于兩倍負載電流最大值I0max。根據式（2）和式（10）可以得到

為使式（18）和式（19）都成立，需要滿足

2 輔助電路功率損耗的理論分析

逆變橋上的功率開關器件為零電壓開關，開關損耗為零；SL實現了零電壓開通和零電壓關斷，開關損耗為零；Sa和Sb實現了零電流開通和自然關斷，開關損耗為零。但是SL，Sa和Sb及續流二極管Dinv存在不可忽略的通態損耗。理想狀態下，忽略Lr和Cr的功率損耗。設輔助開關器件SL通態壓降為VCE，晶閘管Sa和Sb通態壓降為VAK，二極管Dinv通態壓降為VEC，開關頻率為fc。

輔助開關SL的通態功耗PSL可表示如下

晶閘管Sa的通態功耗PSa可表示如下

晶閘管Sb的通態功耗PSb可表示如下續流二極管Dinv通態功耗PDinv可表示如下

根據式（21）～式（24），輔助諧振電路的總功耗Padd可表示如下根據式（25）可以得到Padd的最大值Paddmax表示如下

接下來用Paddmax分別對Lr和Cr求偏導，來研究Lr和Cr的變化對功率損耗的影響，把T1和T3當作常數。

由式（27）和式（28）可知隨著Lr和Cr的增大，輔助諧振電路的功率損耗會增大，所以在滿足軟開關實現條件和設計規則的前提上，Lr和Cr盡量取最小值。

3 分壓電容C1和C2電壓偏差量的理論分析

在實際應用中，直流母線間串聯的兩個分壓電容很難實現均壓，結合各個工作模式分析，下面對一個開關周期中的UC1、UC2的變化進行理論分析。其中設n為工作模式的序號，C1和C2的電容值相等，ΔUC1n和ΔUC2n表示在一個開關周期內，第n個工作模式中的分壓電容C1和C2的電壓偏差量。

模式1（t～t0）：如圖4（a）所示，在該模式中C1和C2的初始電壓為E/2，它們同時對外放電，放電電流為I0，放電時間為T1，UC1和UC2同時減小。在本模式中，電壓變化量為

模式2（t0～t1）：如圖4（b）所示，C2被充電，充電電流為iLr，沒有電流流過C1。UC2增加，UC1不變。在本模式中，電壓變化量為：

模式3（t1～t2）：如圖4（c）所示，流過C1和C2的電流等于零，C1和C2既不被充電也不放電，UC1和UC2不變。在本模式中，電壓變化量為：

模式4（t2～t3）：如圖4（d）所示，C2放電，放電電流為iLr，沒有電流流過C1。UC2減小，UC1不變。在本模式中，電壓變化量為：

模式5（t3～t4）：如圖4（e）所示，C2放電，放電電流為iLr，沒有電流流過C1。UC2減小，UC1不變。在本模式中，電壓變化量為：

模式6（t4～t5）：如圖4（f）所示，C1和C2都放電，UC1和 UC2同時減小。在本模式中，電壓變化量為：

根據以上分析，可以得出在一個開關周期內，分壓電容C1和C2的電壓偏差量分別為：

下面用ΔUC1和ΔUC2分別對Lr和Cr求偏導，來研究Lr和Cr的變化對電壓偏差量的影響：

根據式（42）可知，在一個開關周期內，C1的電壓偏差量隨著Lr的增大而減小；根據式（43）可知，在一個開關周期內，C1的電壓偏差量的變化與Cr的變化無關；根據式（44）和式（45）可知，在一個開關周期內，C2的電壓偏差量的變化與Lr和Cr的變化無關。

4 控制策略

4.1 輔助諧振電路的邏輯控制

如圖3所示，逆變器橋臂上的主開關器件需要改變開關狀態時，主開關的切換要滯后一段時間T2，以便使主開關在直流母線電壓下降到零以后動作。在主開關原動作時刻t0，先關斷輔助開關SL，同時開通晶閘管Sa，經過時間T2之后，逆變橋上的主開關器件開始動作，再經過時間T3之后，開通晶閘管Sb，同時檢測直流母線電壓。當檢測到直流母線電壓回升到電源電壓時，再次開通輔助開關SL。以上為一個開關周期內，輔助諧振電路的控制過程。根據式（7）可知T2≤π為采用固定時間控制，并保證在全負荷范圍內主開關都在直流母線電壓為零時完成切換，以上控制中取T2=π同時把T3也取為常數。綜上所述，輔助電路的邏輯控制不需要檢測負載電流值，相應控制時間都是固定值，控制簡單。

4.2 三相逆變器控制

電路的主開關都并聯了緩沖電容，其關斷可以認為是軟關斷，所以只需考慮怎樣實現主開關的零電壓開通。采用新型空間矢量脈寬調制（space vector pulsewidthmodulation，SVPWM）方法［12］，使3個橋臂上的主開關同時發生切換，零電壓凹槽出現在每個開關周期的初始部分，這樣需要零電壓開通的3個開關器件就可以在零電壓凹槽內同時完成開通，可以減少輔助諧振電路開關動作次數。在每個開關周期內，輔助諧振電路只要工作1次，就可以完成所有主開關的零電壓開通，有利于降低輔助諧振電路的損耗，具體方法見文獻［12］。

5 實驗結果

為了驗證提出的無需設定電感電流閡值的諧振直流環節軟開關逆變器的有效性，根據圖1制作了一臺額定功率5 kW的實驗樣機，三相阻感性負載接在逆變器的輸出端。實驗電路的具體參數值：輸入逆變器直流電壓E=220 V，開關頻率fc=20 kHz，輸出頻率f0=50Hz，分壓電容C1=C2=1 000μF，諧振電感Lr=100μH，緩沖電容Cs=470 nF，負載電感La=Lb=Lc=1mH，負載電阻Ra=Rb=Rc=5Ω。

直流母線電壓ubus和諧振電流iLr的實驗波形如圖6（a）所示，可以看出直流母線電壓波形形成了零電壓凹槽，與圖3所示的特征工作波形基本一致，圖6（a）的實驗波形驗證了逆變器工作原理的正確性。輔助開關SL開通和關斷時的電壓uSL和電流iSL的實驗波形如圖6（b）所示，可以看出SL開通時，端電壓uSL先降到零，然后電流iSL開始上升，SL實現了零電壓開通；SL關斷時，其端電壓uSL以相對較低的變化率上升，SL實現了零電壓關斷。提出的軟開關逆變器的主開關S1開通和關斷時的端電壓uS1和電流iS1實驗波形如圖6（c）所示，可以看出S1開通和關斷時電壓電流波形無重疊，是在零電壓的條件下完成了切換。該軟開關逆變器在輸出頻率為50 Hz時的三相的相電流實驗波形如圖6（d）所示，可以看出逆變器的相電流的波形依然平滑，畸變很小。

為驗證提出的無需設定電感電流閡值的諧振直流環節軟開關拓撲結構與其他軟開關拓撲結構相比在效率方面的優勢，與文獻［9］中的軟開關拓撲結構進行了效率對比測試，文獻［9］中的軟開關拓撲結構需要設定與負載電流有關的電感電流閡值，效率測試中均采用兩電平三相電壓源逆變器的結構，同時這兩種軟開關拓撲結構要保持效率測試時的輸出相電壓和負載參數相同。在輸出功率達到5kW時，提出的拓撲結構效率達到95.2％，相比于文獻［9］的拓撲結構，在效率上提高了2％，說明了無需設定與負載電流有關的電感電流閡值會使輔助諧振電路損耗顯著降低，所以效率會得到進一步提高。

圖6 實驗波形Fig.6 Experimentalwaveforms

6 結 論

提出了一種新型諧振直流環節軟開關逆變器，與相關文獻提出的拓撲結構相比，顯著優點是輔助諧振電路中不需要設定與負載電流有關的電感電流閡值，簡化了控制，同時降低了輔助諧振電路的損耗。通過實驗研究得出如下結論：1）逆變器橋臂上的主開關在直流母線電壓為零時完成切換，實現了零電壓開關，而且輔助開關也都實現了零電壓開關；2）三相逆變器輸出的相電流被很好地控制，電流波形為光滑的正弦波；3）在輸出功率5kW的原理樣機上得到了95.2％的實測效率，相比于其他需要設定電感電流閡值諧振直流環節軟開關逆變器，效率有明顯提高。另外，電路中采用晶閘管作為輔助開關，為使晶閘管在逆變器的高開關頻率下完成快速導通和關斷，輔助電路中必須使用高頻晶閘管。

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（編輯：賈志超）

Parallel resonant DC link inverter w ithout inductor current setting threshold

WANG Qiang，SHAN Rui-xiang，WANG Tian-shi，LIU Xiao-qin

（College of Information and Control Engineering，Liaoning Shihua University，Fushun 113001，China）

A novel parallel resonant DC link soft-switching inverterwas proposed to improve the efficiency of inverter.A pair of anti-parallel thyristor in the auxiliary resonant circuit was used to control resonant current so that DC link voltage of the inverter decreased to zero periodically.Zero-voltage operation of all main switching devices in inverter was realized.Auxiliary switcheswere also operated under zero voltage switching or zero current switching in the commutation process.Inductor current threshold relative to load was not set in the commutation process，which was beneficial to reduce the loss of auxiliary circuit and simplify control strategy.Every operation mode in a switching period was analyzed in theory.The design rule was also given.Furthermore，themathematicalmodels for auxiliary resonant circuit loss and voltage deviation of voltage dividing capacitorswere established.A 5 kW laboratory prototype was built.Experimental results demonstrate thatworking process of the inverter accord with principle analysis.Therefore，the proposed soft-switching inverter can effectively improve efficiency.

current threshold；parallel resonant；inverter；soft-switching；thyristor

10.15938/j.emc.2015.10.004

TM 464

A

1007-449X（2015）10-0023-07

2014-09-21

國家自然科學基金（51207069）；遼寧省教育廳科研項目（L2013146）；中國博士后科學基金（2013M531349）；江蘇省博士后科研資助計劃項目（1301105C）

王 強（1981—），男，博士，副教授，研究方向為軟開關逆變器的電路拓撲及控制；單瑞香（1990—），女，碩士研究生，研究方向為軟開關逆變器的電路拓撲及控制；王天施（1970—），男，博士，副教授，研究方向為電力系統繼電保護；劉曉琴（1975—），女，博士研究生，副教授，研究方向為電力系統故障診斷。

王 強