MOSFET與IGBT驅動電路的研究與設計

胡濤，唐勇奇，黃林森，林軒，陳麗娟

(1.湖南工業大學 電氣與信息學院，株洲 412007；2. 湖南工程學院 電氣信息學院，湘潭 411101)

MOSFET與IGBT驅動電路的研究與設計

胡濤1，唐勇奇2，黃林森1，林軒2，陳麗娟2

(1.湖南工業大學 電氣與信息學院，株洲 412007；2. 湖南工程學院 電氣信息學院，湘潭 411101)

目前在橋式電路中上橋臂的驅動電路常采用自舉驅動，由于各橋臂使用的是同一組電源因此相互之間存在著干擾，當參數選取不夠合理時還會出現較高的電壓尖峰損壞驅動芯片和開關管，在對驅動電路要求嚴格的場合通常需要為每個橋臂提供獨立電源。目前市場上隔離DC/DC的產品較多，但專門為隔離驅動而設計的隔離DC/DC產品還比較少。通過對功率MOSFET和IGBT開通特性和關斷特性的研究，得出了功率MOSFET和IGBT對驅動電路的要求。設計了一種帶隔離DC/DC，適用于功率MOSFET 和IGBT隔離驅動電路。并通過實驗測試了該驅動電路的性能。

隔離DC/DC；IGBT；MOSFET；隔離驅動電路

0 引言

隨著功率半導體技術的發展，功率MOSFET技術取得了重大的突破，大大地促進了電子工業的發展，甚至引發了開關電源工業的革命。到20世紀80年代中期，由易驅動的MOSFET管和低導通損耗的雙極型晶體管組成的IGBT開始用于大電流和高壓開關電源設備。盡管IGBT(insulated gate bipolar transistor)有電流拖尾的缺點,但其復合了功率場效應管和電力晶體管的優點,具有輸入阻抗高、開關頻率高、熱穩定性好、易觸發和能承受高壓強電流等特點,所以在大容量變流裝置中得到廣泛應用[1]。如今功率MOSFET和IGBT在中小功率電力電子設備中具有主導地位其中IGBT隨著制造工藝的提升，IGBT的運用范圍也逐漸向高壓大容量領域延伸。因此對于MOSFET和IGBT的驅動電路的研究，也成為了電力電子技術研究的熱點之一。目前IGBT和MOSFET的常用的驅動方式主要有，自舉驅動如IR公司驅動芯片IR2110、IR2133，光電耦合器隔離驅動如東芝開發的IGBT和MOSFET的驅動光耦TPL250，專用驅動芯片驅動如日本富士公司開發的EXB841，無磁變壓器驅動如Eupec GmbH 開發的無磁芯變壓器驅動芯片2ED020I12-F，以及脈沖變壓器驅動。其中專業芯片和光耦驅動通常需要為其提供獨立電源。

1 MOSFET與IGBT工作原理

電力MOSFET是多元集成結構，一個器件由許多個小MOSFET組成。目前MOSFET大都采用了垂直導電結構，來提高器件的耐壓和耐電流能力。圖1為N溝道增強型垂直導電雙擴散MOS結構的VDMOSFET。當漏極接電源正端，源極接電源負端，柵極和源極間電壓為零時，P基區與N漂移區之間形成的PN結J1反偏，漏源極之間無電流通過。如果在柵源極之間加正電壓，由于柵極是絕緣的，所以并不會有柵極電流流過。但柵極的正電壓卻可以將其下面P區中的空穴推開，而將P區中的電子(少子)吸引到柵極下面的P區表面，當Ugs大于某一電壓值Uge(th)時，柵極下P區表面的電子濃度將超過空穴濃度，從而使P型半導體反型而成為N型半導體，形成反型層，該反型層形成N溝道使得PN結J1消失，漏極和源極導電。UT稱為閥值電壓，當Ugs超過UT越多，導電性越強漏極電流越大。

圖2為N溝道IGBT內部結構示意圖，IGBT可以看出是是由雙極性晶體管與MOSFET組成的達林頓結構，相當于一個由MOSFET驅動的厚基區PNP晶體管。IGBT的驅動和原理與電力MOSFET基本相同是一種場控器件。當Uge為正且大于開啟電壓Uge(th)時，MOSFET內形成溝道，并為晶體管提供基極電流從而使IGBT 導通。由此從控制原理上，IGBT導通和關斷的的控制，可以等效為對IGBT內部MOSFET的控制。

MOSFET場效應管(以及IGBT絕緣柵雙極性大功率管等器件)的源-柵之間是絕緣的二氧化硅結構，直流電不能通過，因而低頻的動態驅動功率接近于零。但是柵一源之間構成了一個柵極電容Cgs，因而在高頻率的交替開通和關斷時需要一定的動態驅動功率。小功率MOSFET管的Cgs一般在10～100pF之內，對于大功率的絕緣柵功率器件，由于柵極電容Cgs較大，一般在1～100nF之間，因而需要較大的動態驅動功率[2]。更由于漏極到柵極的米勒電容Cdg，使柵極驅動功率往往是不可忽視的。因IGBT具有電流拖尾效應，在關斷時要求更好的抗干擾性，需要負壓驅動。MOSFET速度比較快，關斷時可以沒有負壓，但在干擾較重時，負壓關斷對于提高可靠性很有好處，對于IGBT負偏壓對于防止擎住效應尤為重要。

圖1 N溝道MOSFET內部結構示意圖Fig. 1 N-channel MOSFET internal structure diagram

圖2 N溝道IGBT內部結構示意圖Fig. 2 N-channel IGBT internal structure diagram

圖3和圖4分別為電力MOSFET以及IGBT開關過程的相關波形。Up為理想觸發脈沖，Ugs為電力MOSFET的GS兩端的電壓波形，Id為漏極電流。Uge為IGBT的GE兩端的電壓波形，Ic為集電極的電流波形，Ug為在Up驅動時，MOSFET工作在非飽和區的臨界電壓和IGBT工作在飽和區時柵極的臨界電壓。

圖3 電力MOSFET開關過程的相關波形Fig. 3 Related wave power MOSFET switch process

圖4 IGBT開關過程的相關波形Fig. 4 Related waveform IGBT switching process

通過圖3和圖4的對比，發現電力MOSFET和IGBT的開通和關斷過程基本相似，其中有一處明顯的區別是，IGBT的關斷會有電流拖尾的現象。當IGBT關斷時，IGBT集電極電流下降到一定時，其下降得速率明顯降低，這將導致IGBT的關斷時間變長。在關斷過程，可以通過把驅動電壓降到閥值電壓之下來快速截斷電子流，同電力MOSFET關斷原理一樣。不過IGBT的空穴會存留在漂移區，只有通過電壓使之漂移并與電子復合掉。這樣在關斷后直到所有空穴被清除或復合掉的時間內，IGBT會存在拖尾電流。在使用IGBT作為開關管時，電流拖尾現象限制了驅動脈沖的最大占空比和頻率，要留有足夠的時間以確保IGBT關斷。

MOSFET管的直流輸入阻抗特別高。當VGS為10V時，刪極只流過納安數量級別的電流。因此一旦柵極電壓建立起來后，柵極的驅動電流可以忽略。但事實上，當開關管在導通閥值電壓的驅動下，柵極的輸入阻抗變得很小，在開關的驅動波形中，這一暫態電壓就是那個電壓平臺。然后由于在柵源間有一個不能忽略的的電容。為了快速導通或關斷漏極電流，需要較大的電流驅動柵極電壓上升和下降。但開關管的內部結構限制了柵極的最大驅動電流，米勒效應就是引起MOSFET導通延遲的主要原因，這在高壓應用場合表現更為明顯。高壓IGBT的寄生柵極寄生電容很小，所以它受彌勒效應的影響也小[3]。

IGBT和MOSFET的驅動電路具有如下要求：IGBT的柵極射極之間和電力MOSFET的柵極和源極之間都存在著數千皮法的極間電容，因此要求驅動電路的內阻較小，才能使IGBT的柵極射極之間和電力MOSFET的柵極和源極之間快速建立驅動電壓。開通時以低電阻為柵極電容充電,關斷時為柵極提供低電阻放電回路。由于柵源間和柵射間的的氧化層很薄，容易被擊穿導致器件被損壞，因此驅動電壓不能過高，通常最高驅動電壓要小于20V，但要高于閥值電壓[4]。在關斷時為增加可靠性和抗干擾，需要施加一定的反壓。在橋式拓撲中，需要在同一時間導通或關斷開關管。但是不同的PWM傳輸回路的阻抗可能不同，以及驅動模塊的不一致帶來的上升和下降時間的不同，使得橋式拓撲的無法精確控制，嚴重可能導致上下橋臂直通造成短路。為了提高PWM信號傳輸的準確性，要求觸發脈沖要具有足夠快的上升和下降速度。還要求各路驅動電路傳輸回路的阻抗盡量一致。在開關管工作在較高的開關頻率時，還要求驅動電路能提供足夠的驅動功率。IGBT和MOSFET的門極輸入阻抗高，因此容易受到干擾信號的影響，在PCB布線時要合理的布局，盡量抑制干擾信號的傳播，必要時要采取合理的屏蔽措施[5]。

圖5 隔離驅動模塊的設計結構Fig. 5 Design structure isolated drive module

2 隔離驅動電路總體設計

隔離驅動模塊的設計結構如圖5所示，隔離驅動模塊主要包括兩部分：分別為隔離DC/DC模塊和光耦驅動模塊。隔離DC/DC電源為光耦驅動模塊提供相互隔離電源[6]。隔離DC/DC提供獨立電源的組數可以根據不同的的要求而改變，設計主要針對三相全橋而設計的獨立電源。該隔離DC/DC共提供四組獨立電源，分別為3個上橋臂供電，3個下橋臂共用一組電源。PWM的輸入信號和輸出信號的電氣隔離由光耦完成。隔離驅動電路由兩個輸入分別為電源VCC和驅動信號輸入。

3 隔離DC/DC驅動電源的設計

3.1 柵極充放電平均電流計算

假設當驅動脈沖信號加到柵極和源極前，柵極和源極之間的電壓為零。驅動信號的幅值為U，柵源極電壓由零上升到U時間為Tc則，該電壓上升過程可以看成，由驅動脈沖對Cgs和Cgd兩個結電容充電[7]。因此充電電流計算可以分為兩部分。

第一部分為驅動脈沖對Cgs充電，電壓由零上升到U，該平均電流為：

第二部分為驅動脈沖對Cgd充電，設漏源極電壓為Vds，忽略漏源極的導通壓降。則Cgd電壓Ugd又從負的Vds上升到到U，電壓共變化U+Vds，該平均電流為：

同樣假設柵源極電壓由U下降到0的時間為Tf則可以得到放電的平均電流為If：

在實際設計時，可以根據開關管的實際參數估算出充電與放電回路所需的灌電流和拉電流，從而設計出合適的驅動電路。從平均電路的計算公式可以看出，增大平均電流可以減小充放電的時間，但是由于開關管的內部結構限制了最大的充電電流，因此設計時還應該參看所需驅動的開關管的參數。

3.2 驅動電路驅動功率估算

隔離驅動所需的隔離DC/DC電源，需要考慮每個橋臂的驅動功率，但每個橋臂的驅動功率又很難精確計算，通常采用簡化模型進行估算，然后留有足夠的裕量，以簡化模型為基礎估算驅動電路的功率[8]。

假定驅動功率包括消耗在柵極電阻Rg上的功率，驅動脈沖的頻率為f，周期為T，電壓為Uq。在一個周期內所需要的能量為給Cgs和Cgd兩個結電容充電Rg上消耗的能量Wr，和Cgs和 Cgd兩個結電容電壓為Uq時兩個電容上儲存的能量

由一階電路的零狀態響應可知Wr等于Wcg所以有：

因此單個開關管的驅動功率P為：

實際在設計電路時還應考慮到線路等其他損耗，并根據開關管的個數估算出驅動電路所需的功率，并取一定的裕量來設計驅動電路的功率。設計按大功率MOS管來計算，為了滿足具有足夠的裕量，柵極輸入電容值按200nF，來計算驅動功率，柵極電壓按照最大20V計算，可得驅動功率，為了保證設計的驅動功率足夠大、留足裕量，驅動功率為5W來進行設計。

為了實現IGBT和MOS管的隔離驅動，按照圖5隔離驅動模塊的設計結構選取合適的拓撲，設計滿足驅動要求的隔離電源。由于驅動電源需要為電力電子設備開關管的驅動提供電源，因此要求驅動電源具有穩定的的性能和高的可靠性。在常用的隔離型DC/DC直流變換器，為了考慮成本和體積等因素，選擇推挽拓撲為主電路結構設計帶有4路獨立電源輸出的隔離DC/DC。該隔離DC/DC的特點為相對于正激和反激拓撲具有變壓器磁芯利用率高、便于使用、體積較小等優點，相對于半橋電路節省了兩個分壓電容，相對于全橋又有少用兩個功率管的特點[9]。電路控制采用了電流模式控制，有效的克服了該拓撲存在變壓器磁芯飽和的問題。在低壓場合上述優勢更為明顯，因此設計選用該拓撲為主電路。具體電路如圖6所示。

3.3 隔離DC/DC驅動電源的關鍵器件參數的選定

3.3.1 整體設計要求

根據上述的分析，對DC/DC隔離電源具有如右表的一些要求。

開關管的選型

設計選用的拓撲為推挽拓撲，選用MOSFET功率管為開關管具有防止偏磁的作用，而且電路采用了電流控制模式使得設計的可靠性提高。且在該設計中由于開關管所需的耐壓值較低，因此選擇導通電阻較小的MOS管，從而提高系統的工作效率。

在忽略變壓器漏感的情況下，開關管所承受的最大電壓為兩倍的輸入電壓的值，但由于變壓器在實際運用中還存在著漏感，這將使得開關管承受的電壓應力比2Vdc還要大。設計慣例在考慮漏感的情況下一般選取開關管的電壓應力為Vp=1.3(2Vdc)。

工作頻率設定：

RT和CT選擇依據：

選取CT的值為0.015uF，根據上公式可求得RT為3.3k。

輸出電壓分析：

電感電流斷續時輸出電壓大于連續時的輸出電壓，當為空載時輸出電壓為：

電流峰值設置：

推挽一次側電流檢測采用無感功率電阻檢測電流，電阻Rcy采用0.1R/5W，電流峰值Ip設定為5A，則當電流為5A時該電阻兩端的電壓為0.5V。根據數據手冊中電流設定公式：

可以求得1管腳設定電壓為1V，為滿足系統系統在16腳關斷信號消失后系統能夠自動恢復，在給1腳設定電壓時，要確保流入1腳的電流小于0.8mA,設計利用芯片參考電壓端2腳，利用20K串聯5K從2腳分得1V到1腳。

電壓外環設置：

為了實現輸入輸出的電氣隔離，電壓反饋采用了以TL431為基準電壓和線性PIC817線性光耦來實現電壓信號的隔離反饋。

濾波電感計算：

當輸出電流處于CCM和DCM臨界時有，電感電流的峰值為兩倍的平均電流：

其中每個開關管的驅動功率按5W計算，電壓按10V計算，可以得到Imax=1A

設計變壓器通常使V2，在占空比為0.4時，輸出為Vo，所以有:求得：L=4×10-5H=40uH

濾波電容計算：

輸出電容按照電感電流臨界時，電流峰峰值為1A，假定輸出電壓紋波峰峰值Vpp為1V，鋁電解電容其紋波主要由等效ESR決定，在很大的范圍內鋁電解電容，ESR的值R和電容C的乘積在和之間，取RC乘積為計算有：

在驅動時為了能提供較大的瞬時電流，濾波電容選擇100uF，下橋臂驅動回路驅動電容選擇300 uF，同時為了濾除高頻干擾，在同時并上一個103的瓷片電容。

高頻變壓器匝數：

根據通過查閱高頻變壓器磁芯表，選擇EC41磁芯繞制變壓器。其中Ae=1.21cm2，，Vi=12V計算得到

式中(Ae單位為cm2，Bmax單位為G，Vi單位為V)取整數，初級繞組為7匝。次級繞組按照輸入為12V，輸出考慮整流二極管壓降，假定為1V，占空比為40%，輸出電壓16V計算有：

取整后，取二次側繞組為13匝。

4 光耦驅動模塊設計

為了實現驅動信號的隔離，通常的做法有運用隔離變壓器，這種利用隔離變壓器隔離驅動信號的設計比較復雜，當驅動信號占空比過大時可能出現無法工作的情況。還有一種常用的做法為利用光耦隔離，光耦隔離具有電路簡單，可靠的特點，在開關頻率不大于50K的場合得到了廣泛的運用。因此選用光耦隔離來實現驅動信號的隔離。

設計選用東芝TLP352型號的IGBT/MOSFET柵極驅動光耦，它有一個圖騰輸出結構，可以實現拉電流和灌電流[7]。TLP352是理想的功率MOSFET和IGBT的柵極驅動器。在使用中，由隔離DC/DC獲得的隔離電源為TLP352供電，下橋臂共用一組電源。

通常數字驅動信號由MCU或者DSP產生，由于這些IC的管腳能夠輸出的電流較小，通常不能夠直接驅動光耦。例如TLP352的驅動電流最小為6.5mA，對驅動電流要求相對較大，普通MCU或者DSP無法直接驅動。為了確保光耦的可靠導通，以及防止損壞MCU和DSP，通常在MCU和DSP的輸出和光耦之間加上一個放大電路。設計采用了74HC245在供電電壓為5V的條件下，74HC245端口的驅動電路都大于50mA滿足光耦的驅動要求。設計用7805為74HC245供電，其電路圖如7所示。

圖7 三相橋式驅動電Fig. 7 Three-phase bridge driver circuit

5 實驗

根據圖7的原理圖，制作了隔離DC/DC實驗機，樣機如圖8所示。分別對對實驗樣機的四路隔離輸出進行穩壓性能的測試，圖9和圖10分別給出12V和16V輸入時，其中一組輸出電壓波形和推挽電路的驅動波形。從測試結果可以看出該隔離DC/DC輸入從12V升到16V時，輸出在負載為2K的情況下輸出電壓從15.1V升到15.8V，穩壓能力較好，滿足驅動電路的要求。

圖8 隔離DC/DC樣機

圖9 14V輸入時相關波形

圖10 20V輸入時相關波形

6 結語

設計采用隔離DC/DC電源為光耦驅動電路供電，實現了上下橋臂的獨立驅動。克服了自舉驅動由于各橋臂使用同一組電源而相互之間存在干擾，以及下橋臂長時間不工作的情況下自舉電容無法充電造成上橋臂無法工作的缺點。同時由于上橋采用了獨立電源供電，提高了驅動電路的可靠性。

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MOSFET and IGBT Driver Circuit Research and Design

HU Tao1, TANG Yongqi2, HUANG Linsen1, LIN Xuan2, CHEN Lijuan2
(1. School of Electrical and Information Engineering, Huan University of Technology, Zhuzhou 412007, China; 2. School of Electrical and Information Engineering, Hunan Institute of Engineering, Xiangtan 411101, China)

At present, the upper arm drive circuit in the bridge circuit is often used bootstrap drive, besause of each arm using the same set of power. Accordingly there is therefore interfere with each other, while parameter selection is not reasonable when there will be higher voltage spikes damage the driver chip and switch, the drive circuit in demanding situations usually require separate power supply for each leg. Currently on the market isolation DC / DC more products, but designed specifically for isolated drive isolated DC / DC products is still relatively small. Through the study of the power MOSFET and IGBT turn-off characteristics and properties, obtained power MOSFET and IGBT drive circuits. Designed a isolated DC / DC, suitable for power MOSFET and IGBT driver circuit isolation. By experimental tests the performance of the drive circuit.

Isolated DC / DC; IGBT; MOSFET; driver circuit isolation

10.3969/j.issn.2095-6649.2015.03.02

: HU Tao, TANG Yongqi, HUANG Linsen, et al.. MOSFET and IGBT driver circuit research and design [J]. The Journal of New Industrialization, 2015, 5(3): 11?19.

國家自然科學基金(51177040), 湖南省研究生創新培養項目(CX2014B439)。

胡濤(1989-), 男, 湖北宜昌人, 湖南工業大學碩士生, 主要研究方向為現代電力電子技術及系統。

胡濤，唐勇奇，黃林森，等．MOSFET與IGBT驅動電路的研究與設計[J]．新型工業化，2015，5(3)：11-19