一種小型數字電動舵機系統設計與實現

伍 城，趙懷林，朱紀洪

（1.上海應用技術學院 電氣與電子工程學院，上海 201418；2.清華大學 計算機系，北京 100084）

舵機系統作為一種高精度高響應速度的位置伺服系統，通過接受飛控系統給定的舵面偏轉信號，輸出控制指令來操縱導彈舵面的偏轉，從而改變導彈的飛行姿態或飛行軌跡[1-3]。根據動力源的不同，常用舵機系統可分為氣動舵機、液壓舵機和電動舵機。與氣動和液壓舵機相比，電動舵機具有優化機載能源管理、重量輕、體積小、可靠性高、傳動效率高、使用維護方便、工藝性好、戰場生存率強等突出優點，因而在無人機等飛控系統中得到越來越廣泛的應用[4-6]。電動舵機按照控制方式的不同又可分為模擬舵機和數字舵機，與傳統的模擬舵機相比，以高速微控制器為核心的數字控制系統硬件電路的標準化程度高，制作成本低，且不受溫度漂移的影響，而且實現了舵機控制的小型化和模塊化，大大提高和改善了舵機控制器的性能和可靠性[7]。本文詳細設計和實現了一種用于某氣體調節控制器的數字電動舵機驅動控制系統，達到對位置給定指令的快速、高精度響應，結構簡單，控制效果優良。

1 系統總體結構設計

本舵機系統主要由三相直流無刷電機、驅動控制器、機械結構以及傳感器4部分組成，其中驅動控制器是舵機系統設計最關鍵的環節，系統總體框圖如圖1所示。

圖1 系統總體框圖Fig.1 Overall system block diagram

系統位置傳感器測得搖臂實際位置后，經過一階慣性濾波器濾除高頻噪聲抖動，與濾波后的位置給定指令一起作為位置閉環輸入。位置閉環輸出作為轉速給定值，與實際轉速和前饋控制器的輸出一起輸入給轉速閉環控制器。轉速閉環輸出電機電流給定值，與電流傳感器測得的實際電流構成電流閉環控制。電流環輸出PWM波，結合Hall信號經過邏輯運算后得到功率驅動管的導通狀態，由功率放大單元變換后驅動全橋功率管通斷，從而控制三相直流無刷電機轉動，電機輸出軸連接精密的減速器以及機械變換后驅動舵機搖臂擺動。

2 系統硬件設計

舵機系統硬件設計主要有DSP+CPLD控制單元、三相全橋及其驅動單元、系統信號采集及調理模塊及保護電路等。采取模塊化設計，數字信號與模擬信號分開布局，使其抗干擾能力強，系統功能更穩定，整體硬件結構輕小，安裝方便。

2.1 DSP+CPLD數字控制單元設計

本系統數字控制單元主要由DSP結合CPLD組成。DSP主要負責實現系統閉環控制和數據運算處理，其豐富的外設資源包括A/D模塊用于模擬量采集，SCI模塊通過串口422與主控設備數據通信，eCAP模塊用于捕獲處理后的Hall脈沖序列以及由PWM模塊輸出控制律執行結果。CPLD將輸入的三路Hall脈沖經過三倍頻后發送給DSP的捕獲（CAP）端口，同時解算得到電機實際轉動方向，此外設計電機電流保護和位置保護邏輯?？刂破髟砜驁D如圖2所示。

2.2 三相全橋及其驅動單元

本系統選用高度集成三相無刷直流電機驅動芯片L6235作為驅動單元的核心，主要由120°相位差的霍爾信號解碼邏輯、高速邏輯陣列、三相全橋驅動單元以及由內置快速續流二極管的增強型MOS管組成的全橋逆變器構成。其內部自帶PWM電流控制器實現電機電流閉環控制。此外，芯片擁有無功耗過流檢測和保護、停車及過熱關斷功能。

圖2 系統主控單元Fig.2 System control unit

本系統電流閉環由硬件實現，通過集成驅動芯片結合外圍器件完成。芯片提供恒定時間為Toff電流控制電路，它有一個低偏置的快速比較器，其輸入端分別連接VREF和SENSE引腳。通過檢測連接在低側MOS管源級與信號地之間的電流傳感電阻器RSENSE上的壓降測量橋臂上的電流，當電機中的電流增加時，電流傳感電阻器上的壓降也會成比例增加。VREF引腳由外部給定電壓值作為電流控制量，當RSENSE上的壓降高于VREF引腳上的參考輸入電壓時，比較器輸出將會觸發單穩態電路，所有功率MOSFET會被關斷，單穩態時間結束后，橋路又將會打開，適當選擇RCOFF引腳上的外部RC網絡參數可決定關斷時間，從而決定電流環增益。其硬件電路圖如圖3所示。

圖3 PWM電流閉環單元Fig.3 PWM current loop unit

L6235提供了1 μs消隱時間TBLANK，避免比較器在MOSFET開始打開的瞬間由于續流二極管反向恢復電流引起的錯誤觸發。電機電流IOUT波形和電流傳感電阻器上的壓降VSENSE波形如圖4所示。

圖4 電機電流和電流傳感電阻器壓降波形Fig.4 Motor current and current sensing resistor voltage drop waveform

2.3 信號采集及調理模塊

電機輸出軸經過減速后與滾珠絲杠相連，將電機高速旋轉輸出轉換為大推力直線輸出，通過推動舵機搖臂擺動使舵機最終輸出較大的轉矩。采用線性位移傳感器LVDT與滾珠絲杠相連而精確測量出絲杠位移，通過定量關系轉換為搖臂輸出角度。位移傳感器外接12 V的供電電源，輸出端即可獲得0.5 V～4.5 V的穩定輸出電壓。通過信號調理電路將其轉換為0～3 V的范圍送給DSP進行A/D轉換。

實際調試過程中，舵機搖臂行程要求-9°～9°，對應絲桿位移為6 mm，選擇LVDT線性范圍內的輸出電壓為1 V～4 V的輸出。為保證系統安全穩定運行，需設計位置保護功能模塊，位置輸出調理電路如圖5所示。

上述調理后的信號送給CPLD進行邏輯運算，通過邏輯運算控制驅動單元的停車等功能模塊，達到位置保護的功能。位置保護邏輯真值表如表1所示。

圖5 信號調理電路Fig.5 Signal conditioning circuit

表1 位置保護邏輯真值表Tab.1 Position protection logic truth table

位置保護模塊使舵機搖臂在保護區內正常轉動，其中DIR為電機轉向給定信號，設定搖臂在保護區之外時，當接受向保護區內轉動的方向指令時，驅動模塊正常工作，電機按指定方向轉動，否則驅動芯片關閉全橋功率管，使電機停車。

3 系統控制策略及軟件實現

3.1 系統控制策略

本系統采用電流閉環、轉速閉環和位置閉環三閉環的控制策略，其中電流閉環通過硬件實現。速度閉環主要用于增強系統抗負載能力，抑制速度擾動，采用P控制即可滿足需求。由于系統是一個位置伺服系統，對位置指標要求較高，系統位置環的本征模型較為明確，因此可采用基于傳遞函數模型的極點配置設計方法。

首先對系統進行動力學建模，其動力學模型主要包括電機模型和傳動機構模型。其動力學模型框圖如圖6所示。

圖6 舵機本體模型Fig.6 Actuator ontology model

圖中，模型輸入為電機電樞電壓，輸出為舵機搖臂角速度，則模型為二階系統。由圖6可得系統傳遞函數為

式中：Cm為電機轉矩常數；Ce為電機電動勢常數；L為繞組電感；R為電機繞組電阻；J為轉動慣量；n為舵機減速比。帶入參數可得：

系統速度閉環采用反饋控制，由簡單的P控制即可滿足速度閉環需求指標，通過臨界振蕩法整定控制器參數，由于速度閉環特征方程兩根相差較大，通過測試可將速度閉環模型等效為一階系統，其閉環傳遞函數為

系統進行位置閉環控制器設計時，輸出為舵機搖臂位置，由上可知位置環被控對象為二階系統，其傳遞函數為

由于系統位置環模型已知，故可采用基于傳遞函數模型的極點配置設計法，該控制器實際是由前饋控制與反饋控制結合完成。前饋控制主要使得輸出量有滿意的跟蹤性能，滿足系統動態響應指標。反饋控制使得系統具有抑制干擾和減小模型誤差影響的性能。其控制框圖如圖7所示。

圖7 位置閉環控制框圖Fig.7 Position closed-loop control block diagram

由圖7可得，系統位置閉環控制器輸出為

只需設計出 D1（z）和 D2（z），即可得到控制律u（k），將其轉換成差分方程便可在軟件中進行數字化實現。首先需利用零階保持器法將G（s）轉化為等效的離散傳遞函數為

根據位置閉環系統指標要求，可確定系統閉環傳遞函數為

根據上述系統閉環傳遞函數和位置環本征模型，通過待定系數法求得前饋函數D1（z）和反饋函數D2（z），將其轉換為差分方程即可在軟件中數字化實現。實際測試過程中需對其控制參數進行細微整定，直至達到系統設計指標。

3.2 系統軟件設計與實現

系統軟件設計主要由DSP控制器完成，包括定時器設計、霍爾脈沖捕獲、PWM模塊設計、A/D采樣設計、串口通信設計、位置閉環控制律設計及其他數據解算設計。

定時模塊的作用是產生各種時基，總控模塊按照不同的時基調用相應的模塊，保證系統的穩定可靠運行。系統設置定時模塊產生周期為0.05 ms的中斷，作為系統循環的基準時鐘，同時，各種外設根據需要各自獨立配置時鐘。PWM模塊設置產生幅值為3.3 V，周期為20 μs且占空比可調的PWM波，通過執行閉環控制律改變PWM的占空比。捕獲模塊通過捕獲Hall脈沖解算得到舵機搖臂實際轉速。系統定時采樣，獲得A/D轉換結果用于系統控制。串口通信采用串口中斷完成，實時接收主控設備發送的幀數據，并解算得到控制指令，同時將舵機實測數據封裝成幀數據發送給主控設備。軟件流程圖如圖8所示。

圖8 系統軟件流程圖Fig.8 Flow chart of system software

4 實驗數據分析

電動舵機驅動控制器測試平臺以電動舵機作為被控對象，PC作為上位機，通過LabVIEW設計上位機通訊軟件，發送位置給定指令，舵機系統快速響應指令并向上位機發送當前位置反饋信息，上位機實時顯示位置給定和位置反饋波形。

系統空載條件下，系統量程為0°～18°，滿量程范圍內進行階躍響應實驗，上位機測試波形如圖9所示。

圖9 方波階躍響應波形Fig.9 Square wave step response waveform

由圖可知，系統位置定位精度遠小于+0.1°，滿足靜態精度要求。階躍響應過程中，舵機速度達到飽和，延遲時間可忽略不計，小于0.01 s；上升時間為0.8 s，調節時間為1 s，超調量極小，階躍響應指標滿足設計需求。

為測試舵機系統帶寬，需給定系統正弦波掃頻信號，觀察系統動態響應情況。設計系統帶寬為6 Hz，給定測試信號頻率為6 Hz，幅值取系統量程10%為0.9°，測試波形如圖10所示。

圖10 正弦波響應波形Fig.10 Sine wave response waveform

由圖10測試波形可知，系統位置給定幅值為0.9°，閉環響應波形幅值0.8°，輸出幅值衰減小于3dB，相位滯后近似為70°，小于90°，滿足帶寬設計要求。

5 結語

本文設計了基于DSP+CPLD控制結構的數字舵機系統，采用集成驅動芯片，使系統實現更加簡便、可靠。采用電流環、轉速環和位置環三環控制策略使系統控制更加精細，達到對舵機搖臂位置指令快速、高精度響應。實驗表明，系統具有極小穩態誤差和較高動態響應速度。系統輸出額定負載力矩為100 Nm，因此適用于高精度、大負載、高速的飛控系統舵面伺服控制，具有較高的實用價值。

[1]Boglietti A，Cavagnino A，Tenconi A，et al.The safety critical electric machines and drives in the more electric aircraft[C]//35th Annual Conference of IEEE Industrial Electronics（IECON 2009），Porto，Portugal，2009（11）：2587-2594.

[2]崇陽，李言俊，張科，等.基于DSP的模糊PID舵機控制算法設計與實現[J].飛行力學，2011，29（2）：86-88．

[3]劉濤，呂迅，黃一敏.基于DSP的數字舵機控制器設計[J].沈陽航空工業學院學報，2006，23（1）：8-11.

[4]Rosero J A，Ortega J A，Aldabas E，et al.Moving towards a more electric aircraft[J].Aerospace and Electronic Systems Magazine，IEEE，2007，33（3）：3-9.

[5]Atkinson G J，Mecrow B C，Jack A G，et al.The design of fault tolerant machines for aerospace application[C]//IEEE International Conference on Electric Machines and Drives，2005（5）：1863-1869.

[6]Garcia A，Cusido J，Rosero J A，et al.Reliable electro-mechanical actuators in aircraft[J].IEEE Aerospace Electronic Systems Magazine，2008，23（8）：19-25.

[7]Pivonka P.Comparative analysis of fuzzy PI/PD/PID controller based on classical PID controller approach[J].Proceeding of the IEEE，2002（1）：482-497.

[8]Wu Hong xing，Cheng Shu kang，Cui Shu mei.Controller of brushless DC motor for electric vehicle[J].IEEE Transactions on Magnetics，2005，41（1）：509-513.