基于全橋LLC諧振變換器的光伏逆變器升壓DC/DC變換器設(shè)計

茍欣璞，郭科成，肖學(xué)禮

（深圳市盛弘電氣有限公司 廣東 深圳 518000）

隨著新能源發(fā)電技術(shù)的不斷發(fā)展，光伏發(fā)電系統(tǒng)得到了日益廣泛的應(yīng)用。光伏發(fā)電系統(tǒng)由光伏電池板、光伏并網(wǎng)逆變器、儲能蓄電池等組成。為了實現(xiàn)光伏直流電能到交流電能的轉(zhuǎn)換，核心是光伏逆變器。光伏逆變器一般由DC/DC升壓部分和DC/AC逆變部分組成，其中DC/DC升壓環(huán)節(jié)對整個逆變器的效率、體積以及可靠性等有著重要的影響。

目前，光伏逆變器DC/DC升壓環(huán)節(jié)多采用PWM控制的硬開關(guān)變換器實現(xiàn)，具有方案成熟、控制簡單的特點。但是硬開關(guān)變換器會產(chǎn)生很大的開關(guān)損耗，同時由于較高的電流電壓變化率會生產(chǎn)生嚴(yán)重的EMI問題。而軟開關(guān)技術(shù)可以有效的解決這些問題。

綜上，本文提出了一種應(yīng)用與光伏逆變器的基于全橋LLC諧振變換器的DC/DC升壓變換器。由于采用了軟開關(guān)技術(shù)可以大大降低器件的開關(guān)損耗，大大提高了整個光伏逆變器的效率。并且由于軟開關(guān)可以實現(xiàn)更高的開關(guān)頻率，因而能夠減小整個逆變器的體積并降低成本。

1 全橋LLC變換器的工作原理分析

全橋LLC諧振變換器的主電路如圖1所示。其中變壓器原邊電路主要由功率管Q1～Q4組成方波產(chǎn)生部分和諧振電感Lr、諧振電容Cr以及原邊激磁電感Lm組成的諧振網(wǎng)絡(luò)兩部分組成，變壓器副邊電路主要由整流二極管VD5～VD8組成的整流部分以及輸出濾波電容Co組成。對于原邊諧振網(wǎng)絡(luò)有兩個諧振頻率，一個是諧振電感Lr和諧振電容Cr的諧振頻率

另一個是諧振電感Lr、激磁電感Lm和Cr的諧振頻率[1]

LLC全橋諧振變換器包括3個工作區(qū)域：當(dāng)開關(guān)頻率ff2時主開關(guān)管工作在ZVS狀態(tài)，而副邊整流二極管工作在電流連續(xù)狀態(tài)。為了使MOS管損耗較小應(yīng)使變換器工作在第二或第三區(qū)域[2]。

當(dāng)開關(guān)頻率f2

階段 1（t0－t1）：在 t0時刻開關(guān)管 Q1、Q3導(dǎo)通，變壓器次級電壓上正下負(fù)，副邊整流二極管VD5、VD7導(dǎo)通為負(fù)載提供能量，流過整流二極管電流為諧振電流與激磁電流之差。由于二極管VD5、VD7導(dǎo)通導(dǎo)致激磁電感Lm兩端電壓被箝位，勵磁電流線性上升。同時諧振電容Cr被諧振電流ir充電，電壓上升。

圖1 LLC全橋諧振變換器電路圖Fig.1 Circuit diagram of full－bridge LLC resonant converter

階段 2（t1－t2）：在 t1時刻激磁電流等于諧振電流，整流二極管零電流關(guān)短，因此激磁電感L m兩端電壓不再被箝位，與諧振電感Lr和諧振電容Cr一起參與諧振過程。因為激磁電感遠(yuǎn)大于諧振電感，可認(rèn)為這段時間諧振電流近似恒定不變，諧振電容Cr電壓線性上升。

階段 3（t2－t3）：在 t2時刻開關(guān)管 Q1、Q3關(guān)斷，在激磁電流作用下，Q2、Q4的結(jié)電容 Coss2、Coss4放電。 Q1、Q3的結(jié)電容 Coss1、Coss3充電，直到 t3時刻開關(guān)管 Q1、Q3兩端電壓 uds1、uds3上升到輸入電壓 Vin，Q2、Q4兩端電壓 uds2、uds4下降到 0，為 Q2、Q4的零電壓開通提供了條件。

階段4（t3－t4）在t4時刻變壓器次級電壓變?yōu)橄抡县?fù)，副邊整流二極管VD6、VD8導(dǎo)通，激磁電感Lm兩端電壓再次被箝位退出諧振過程。

階段 5（t4－t5），在 t5時刻開關(guān)管 Q2、Q4導(dǎo)通，二極管 VD6、VD8導(dǎo)通為負(fù)載提供能量，諧振電容Cr被諧振電流ir放電，電壓下降。

階段 6（t5－t6），在 t5時刻激磁電流等于諧振電流，整流二極管零電流關(guān)短，激磁電感Lm與諧振電感Lr和諧振電容Cr一起參與諧振過程。諧振電流ir近似恒定不變，諧振電容Cr電壓線性下降。

階段 7（t6－t7），在 t6時刻 Q2、Q4關(guān)斷，在激磁電流作用下，Q2、Q4的結(jié)電容 Coss2、Coss4充電。Q1、Q3的結(jié)電容 Coss1、Coss3放電，在 t6時刻開關(guān)管 Q1、Q3兩端電壓 uds1、uds3 下降到 0，Q2、Q4兩端電壓uds2、uds4上升到輸入電壓Vin，為Q1、Q3的零電壓開通提供條件。

階段8（t7－t8）在t4時刻變壓器次級電壓變?yōu)樯险仑?fù)，副邊整流二極管VD5、VD7導(dǎo)通，激磁電感Lm兩端電壓再次被箝位退出諧振過程。

從上述過程可以看出，當(dāng)變換器工作在f時可以實現(xiàn)功率管的零電壓開通和副邊整流二極管的零電流關(guān)斷。

2 LLC全橋諧振變換器主電路參數(shù)設(shè)計

本文設(shè)計的LLC全橋諧振變換器輸入直流電壓范圍Uin=30～38 V，額定電壓為 34 V，輸出電壓 Uo=380 V，滿載功率 Po=500W，諧振頻率為 134 kHz。 設(shè)計步驟如下[4－5]：

圖2 關(guān)鍵點波形圖Fig.2 Waveform of the key test points

1）首先令變換器在額定輸入電壓時工作頻率為LC諧振頻率，則變壓器的變比為

式中，VF為輸出整流二極管的正向壓降，取1 V。

2）計算負(fù)載等效電阻RL和折算到原邊的電阻Rac

3）計算最高最低輸入電壓時的增益Gmin與Gmax

4）計算滿載品質(zhì)因數(shù) Q、諧振電容Cr、諧振電感Lr以及激磁電感Lm

式中k為Lm與Lr的比值，一般取2～10之間，設(shè)計中取k為5，則Q=0.521。諧振原件參數(shù)計算如下

電容量取整為1.2μF。

3 LLC全橋諧振變換器控制電路參數(shù)設(shè)計

控制芯片采用意法半導(dǎo)體的高性能諧振控制芯片L6599，它可以提供固定死區(qū)時間的PFM信號，最高頻率可達(dá)500 kHz。芯片內(nèi)部由壓控振蕩器、誤差放大器、基準(zhǔn)電壓源等組成。基于L6599設(shè)計的控制電路部分電路如圖3所示，具體設(shè)計過程如下[6]。

1）振蕩器阻容參數(shù)與軟啟動電容參數(shù)設(shè)計

LLC諧振變換器一般采用變頻的方式進(jìn)行軟啟動。變換器上電時工作在最高頻率，可以有效降低沖擊電流并使輸出電壓沒有過沖。一般設(shè)定軟啟動頻率為Lr、Cr諧振頻率的2倍。當(dāng)負(fù)載最重時變換器工作頻率最低。由此可得振蕩器的最高和最低工作頻率

L6599的振蕩器頻率最低頻率由R1、C1決定，最高頻率由 R1、R3、C1共同決定，關(guān)系如下：

首先確定振蕩電容參數(shù)，取C1=470 pF，則R1=7.6 kΩ，R3=4.2 kΩ。

L6599的軟啟動頻率由 R1、R2、C2決定，關(guān)系如下：

首先確定軟啟動電容參數(shù)，取C2=470 pF，則R2=4.2 kΩ。

2）過欠壓保護電路的設(shè)計

LLC諧振變換器需要在一定的輸入電壓范圍內(nèi)工作，超出工作范圍就可能使開關(guān)工作在硬開關(guān)狀態(tài)從而燒毀。

L6599的過欠壓保護閾值由R4、R5確定，關(guān)系式如下

本設(shè)計中最小輸入電壓為30 V，最大輸入電壓為38 V，由此可得 R4=23 kΩ，R5=533.3 kΩ。

4 結(jié)實驗結(jié)果分析

根據(jù)上一章設(shè)計的參數(shù)搭建一臺500W的全橋LLC諧振變換器。在輸入電壓34 V，輸出功率100W情況下，關(guān)鍵4

圖3 L6599控制電路圖Fig.3 Control circuit diagram of L6599

圖4 VT1驅(qū)動電壓、漏源電壓、原邊諧振電流以及副邊電流波形圖Fig.4 ugs，uds of VT1 and primary and secondary current of transformerwaveform

從圖中可以看出，VT在開通之前兩端電壓已經(jīng)為0，實現(xiàn)了零電壓開通。同時副邊電流是斷續(xù)的，二極管工作在ZCS狀態(tài)。整個電路實現(xiàn)了軟開關(guān)的功能。

5 結(jié) 論

本文詳細(xì)分析了LLC諧振變換器的工作原理，同時以光伏逆變器中DC/DC升壓變換器為研究背景介紹了全橋LLC諧振變換器主電路參數(shù)的設(shè)計方法，并基于L6599控制芯片制作了一臺輸入34 V額定功率500W的變換器樣機。實驗結(jié)果表明，所設(shè)計的LLC諧振全橋變換器在額定輸入電壓條件下實現(xiàn)了初級開關(guān)管的零電壓開通以及次級整流二極管的零電流關(guān)斷，并具有較高的工作效率，具有廣闊的應(yīng)用前景。

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