APF三種滯環(huán)控制策略的仿真研究

薛博文，方 彥

（西安鐵路職業(yè)技術(shù)學(xué)院 電氣工程系，陜西 西安 710016）

有源電力濾波器（APF）是一種能夠抑制諧波、補(bǔ)償無功的電力電子裝置。通過控制APF向電網(wǎng)注入與諧波電流等值相反的補(bǔ)償電流信號，來抵消電網(wǎng)中諧波電流，達(dá)到動態(tài)實(shí)時補(bǔ)償?shù)哪繕?biāo)。

其控制系統(tǒng)主要采用雙閉環(huán)控制 （電壓外環(huán)與電流內(nèi)環(huán)），利用電壓外環(huán)控制APF直流側(cè)電壓，使其穩(wěn)定在某個固定范圍；利用電流內(nèi)環(huán)按電流指令進(jìn)行電流控制，使得補(bǔ)償電流跟蹤指令電流信號。一般APF內(nèi)環(huán)電流控制方法包括電流控制法、電壓控制法與復(fù)合控制法（電流結(jié)合電壓）三種[1]。

本文通過仿真研究兩種直接電流控制和一種復(fù)合控制策略。即：傳統(tǒng)滯環(huán)、定頻滯環(huán)、定頻滯環(huán)和空間矢量（定頻滯環(huán)SVPWM）相結(jié)合的APF三種滯環(huán)控制策略。

1 基于滯環(huán)控制策略的APF仿真電路

1.1 仿真電路框圖

首先搭建APF仿真模型。令三相線電壓380 V的交流電作為電壓源，A相初始相位為零度，基波頻率50 Hz。以A相為例，其余各相相位依次相差120°。三相不可控整流橋后級負(fù)載參數(shù)：R=15Ω，L1=25 mH，無功負(fù)載為L=100 mH星形接法，如圖1所示。

圖1 控制APF原理圖Fig.1 Schematic diagram of control APF

1.2 APF電路參數(shù)

APF主電路采用IGBT與二極管反并聯(lián)的三相三線制結(jié)構(gòu)，采用電壓型PWM變流器，設(shè)直流側(cè)接電容為470μF，該側(cè)電壓穩(wěn)定在800 V。

1.3 諧波檢測電路設(shè)計(jì)

本文諧波檢測電路采用ip-iq諧波檢測原理。檢測對象有：檢測諧波與無功電流之和時，應(yīng)斷開計(jì)算iq通道；只檢測無功電流時，應(yīng)斷開計(jì)算ip通道；只檢測諧波電流時，ip與iq均要計(jì)算。以諧波與無功電流綜合檢測為例進(jìn)行建模，僅計(jì)算ip通道。其中鎖相環(huán)用與A相電壓同相位，幅值為1V的正弦電壓源取代[2]；三相坐標(biāo)系到兩相坐標(biāo)系的轉(zhuǎn)換與反變換，均以矩陣算法實(shí)現(xiàn)；采用PI控制法對直流側(cè)的電壓進(jìn)行控制；由于流入APF的有功電流會影響到直流側(cè)的電容電壓，將PI調(diào)節(jié)器的輸出疊加到APF參考電流的有功分量上，進(jìn)而控制電容電壓。

1.4 電感對補(bǔ)償性能影響

在APF系統(tǒng)中，補(bǔ)償電流的d ic/d t變化率將會影響補(bǔ)償電流的跟蹤速度。而d ic/d t主要受兩個條件影響[3]：一方面APF需要主電路具有較高的補(bǔ)償電流變化率，能夠滿足補(bǔ)償具有較大電流變化率的非線性負(fù)載時也能產(chǎn)生相應(yīng)的補(bǔ)償電流，具備較好的諧波補(bǔ)償性能；另一方面，對于補(bǔ)償電流的d ic/d t盡量要小，以滿足對補(bǔ)償電流紋波幅值需求。因此，對于交流測電感的選擇不能較大或過小。較大將影響電流跟蹤速度，過小會出現(xiàn)過補(bǔ)償情況，使得補(bǔ)償電流波形中紋波含量較大，影響補(bǔ)償作用。

2 三種滯環(huán)仿真實(shí)現(xiàn)與控制策略比較

2.1 傳統(tǒng)滯環(huán)仿真

在PSIM環(huán)境下的傳統(tǒng)滯環(huán)控制APF控制原理與仿真模型參照文獻(xiàn)[4]，用直流電源實(shí)現(xiàn)環(huán)寬可調(diào)部分[4]。根據(jù)前述所選仿真參數(shù)，圖2與圖3分別進(jìn)行了APF補(bǔ)償前后電網(wǎng)側(cè)電流波形仿真。

圖2 補(bǔ)償前電網(wǎng)電壓與負(fù)載電流波形Fig.2 Before compensation grid voltage and load current waveforms

圖3 經(jīng)APF補(bǔ)償后電網(wǎng)電流與電壓波形Fig.3 After APF compensate for voltage and current waveforms

圖4 A相開關(guān)頻率Fig.4 A phase switch frequency

經(jīng)分析可知考慮到補(bǔ)償效果，傳統(tǒng)滯環(huán)控制算法簡單、響應(yīng)時間短、補(bǔ)償效果較好，控制方法較為理想。但從圖4可知：在基波周期內(nèi)，開關(guān)頻率高低范圍表現(xiàn)較為明顯。當(dāng)環(huán)寬取到參考電流的5%時，滯環(huán)控制開關(guān)頻率較高，導(dǎo)致器件開關(guān)動作頻繁，對器件開關(guān)能力要求高且損耗較大，考慮到器件動態(tài)開關(guān)能力，該方法有待改進(jìn)。

2.2 定頻滯環(huán)仿真

控制部分與仿真模型參照文獻(xiàn)[5]。由單穩(wěn)觸發(fā)器完成頻率檢測，設(shè)置其脈沖寬度判斷開關(guān)頻率，再將頻率誤差值轉(zhuǎn)換成瞬時環(huán)寬后確定環(huán)寬改變量，從而實(shí)現(xiàn)變環(huán)寬定頻控制[5]。根據(jù)前述所選仿真參數(shù)，補(bǔ)償前電網(wǎng)電壓與負(fù)載電流波形參照圖2，APF補(bǔ)償后電網(wǎng)側(cè)電壓與電流波形仿真如圖5所示。

圖5 經(jīng)APF補(bǔ)償后電網(wǎng)電壓與電流波形Fig.5 After APF compensate for voltage and current waveforms

從圖9分析可知：經(jīng)定頻滯環(huán)控制方法改變環(huán)寬后，在0～0.02 s時間段補(bǔ)償效果較傳統(tǒng)滯環(huán)差，響應(yīng)時間變長。

2.3 定頻滯環(huán)SVPWM仿真

定頻滯環(huán)SVPWM控制策略是將定頻滯環(huán)控制策略與空間矢量相結(jié)合的控制算法。實(shí)現(xiàn)過程為：通過環(huán)寬調(diào)節(jié)、相間電流控制、電壓矢量空間區(qū)域判斷、內(nèi)環(huán)相位控制與邏輯運(yùn)算求得開關(guān)狀態(tài)[6]，根據(jù)電壓矢量與相間誤差電流確定出電壓矢量切換時刻。控制模型如圖6所示。

根據(jù)SVPWM特點(diǎn)。由圖1取Udc=650 V，補(bǔ)償前電網(wǎng)電壓與負(fù)載電流波形參照圖2，投入APF后，電網(wǎng)電壓與A相電流補(bǔ)償后仿真結(jié)果如圖7所示。

從圖7仿真結(jié)果可觀測到補(bǔ)償效果基本較好，能夠在一個周期內(nèi)跟蹤網(wǎng)側(cè)電流，實(shí)時響應(yīng)速度快。補(bǔ)償后電流雖有紋波分量，但不影響補(bǔ)償效果。由定頻滯環(huán)SVPWM控制策略理論分析，其基波周期內(nèi)A相開關(guān)在1/3周期內(nèi)不動作且平均頻率基本恒定，該方法同時具有定頻滯環(huán)和SVPWM控制策略的優(yōu)點(diǎn)，因此是一種較為理想的控制策略。

2.4 三種滯環(huán)控制策略比較

以下對APF的三種滯環(huán)控制策略從補(bǔ)償效果進(jìn)行比較。補(bǔ)償效果從補(bǔ)償后電網(wǎng)側(cè)電流正弦度與THD衡量；開關(guān)頻率從比較三種控制策略所得到的開關(guān)頻率高低衡量，前提是不能影響補(bǔ)償性能；直流側(cè)電壓通過仿真結(jié)果驗(yàn)證SVPWM控制策略對電壓的利用率高于其他滯環(huán)控制策略15%。

1）補(bǔ)償效果。圖3、圖5與圖7分別仿真了APF三種滯環(huán)控制策略的補(bǔ)償效果。說明傳統(tǒng)滯環(huán)控制算法簡單，APF響應(yīng)速度快，從投用到穩(wěn)態(tài)運(yùn)行需在1.5個基波周期內(nèi)完成，電網(wǎng)電流總畸變率為5.6%；定頻滯環(huán)是在傳統(tǒng)滯環(huán)控制策略的基礎(chǔ)上增加環(huán)寬調(diào)節(jié)部分，使得APF補(bǔ)償系統(tǒng)實(shí)時性變差，響應(yīng)速度減慢，從投用到穩(wěn)態(tài)運(yùn)行需3個基波周期，電網(wǎng)電流總畸變率為6.8%；定頻滯環(huán)SVPWM控制策略結(jié)合定頻滯環(huán)控制與SVPWM控制策略的優(yōu)點(diǎn)，不僅APF響應(yīng)速度較快，從投用到穩(wěn)態(tài)運(yùn)行僅需1個基波周期，電網(wǎng)電流總畸變率為8.8%，比較后說明定頻滯環(huán)SVPWM控制策略較為理想。

圖6 基于定頻滯環(huán)SVPWM控制策略的APF控制模型Fig.6 Hysteresis SVPWM fixed-frequency control strategy based APF control model

圖7 經(jīng)APF補(bǔ)償后電網(wǎng)電壓與電流波形Fig.7 After APF compensate for voltage and current waveforms

圖8 定頻滯環(huán)兩種控制策略A相開關(guān)頻率Fig.8 Fixed-frequency hysteresis two control strategies A phase switching frequency

2）開關(guān)頻率。由圖6仿真了傳統(tǒng)滯環(huán)控制APF的開關(guān)頻率波形，說明傳統(tǒng)滯環(huán)開關(guān)頻率較高，在基波周期內(nèi)變化范圍較大且超過了器件開關(guān)允許的上限頻率；圖8說明定頻滯環(huán)受環(huán)寬調(diào)節(jié)影響，基波周期內(nèi)開關(guān)頻率較傳統(tǒng)滯環(huán)下降接近15%，可解決傳統(tǒng)滯環(huán)控制策略頻率較高的問題。定頻滯環(huán)SVPWM控制策略在基波周期內(nèi)1/3時段內(nèi)開關(guān)頻率恒定，其余2/3周期內(nèi)開關(guān)頻率較定頻滯環(huán)低接近10%。，降低了器件開關(guān)能力要求。因此，從衡量開關(guān)頻率角度來看，定頻滯環(huán)SVPWM控制策略優(yōu)于其余兩種滯環(huán)控制策略。

3）直流側(cè)電壓利用率。由于傳統(tǒng)滯環(huán)與定頻滯環(huán)控制為直接電流控制，直流側(cè)電壓利用率可達(dá)0.866，定頻滯環(huán)SVPWM控制策略電壓利用率近似為1。在相同的補(bǔ)償效果下，前兩種滯環(huán)控制的APF直流側(cè)電壓達(dá)800 V；定頻滯環(huán)SVPWM控制策略下的APF直流側(cè)電壓僅為640 V，將直流側(cè)電壓利用率提高了15%。

3 結(jié)束語

本文首先提出了針對并聯(lián)型有源電力濾波器APF兩種電流控制法與復(fù)合控制法。即傳統(tǒng)滯環(huán)、定頻滯環(huán)、定頻滯環(huán)和空間矢量相結(jié)合三種控制策略，接著基于三種控制策略APF仿真電路模型對其補(bǔ)償后的電網(wǎng)電壓、電流及開關(guān)頻率進(jìn)行了仿真。通過對APF三種滯環(huán)控制策略比較后，說明定頻滯環(huán)SVPWM控制策略無論在補(bǔ)償效果、開關(guān)頻率與直流側(cè)電壓利用率等方面較為理想。

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