基于硅基集成的模擬信號處理及其在微波光子前端中的應用

陳明華，于鴻晨，汪晶晶，陳宏偉，謝世鐘

（清華大學 北京100084）

1 引言

微波光子前端是微波光子學的關鍵應用之一，它具有靈活的可調諧性能、大動態范圍及抗電磁干擾等優勢，有望克服傳統電子前端的缺點，得到廣泛的研究[1～16]。典型的微波光子前端包括用于混頻的調制器、射頻振蕩器、信號處理器以及下變頻器，其中集成化的信號處理器是關鍵功能單元，已引發廣泛的研究興趣[17,18]。光子前端可以分成兩類：一類是在微波域內利用微波光子濾波器進行信號處理的光子前端[9～11]，另一類是在光域內實現下變頻和光子處理的光子前端[5～7]。本文主要介紹基于光域濾波和下變頻的光子前端，其功能結構如圖1所示。

圖1 射頻光子收發機結構示意

由圖1可知，全波段射頻光子處理器是光子前端的核心功能單元，由有限沖擊響應（FIR）濾波器[19～23]和無限沖擊響應（IIR）濾波器[24～29]兩大類光子處理器構成。FIR濾波器具有通帶線性相位的優點，但它的自由譜區（FSR）和濾波帶寬在同一個量級，限制了應用范圍；而基于微環諧振腔的IIR濾波單元具有更小的尺寸及更大的FSR，但受限于波導的損耗，要進一步提升濾波器的Q值變得非常困難。

本文回顧了基于硅基光子信號處理的微波光子前端的最新研究進展，主要展示了本研究小組的相關研究工作，而沒有試圖囊括所有可能的基于硅基集成的光子前端的研究。

2 硅基光子信號處理器

現有的集成信號處理器主要可以分為兩類：具有反饋回路的IIR濾波器和FIR濾波器。IIR濾波器在通帶具有一個相位的跳變，而且對加工誤差比較敏感；FIR濾波器在通帶具有線性相位，可以利用MZI實現。下面將針對這兩種信號處理器的不同特點展開具體討論。

2.1 FIR信號處理器

FIR濾波器具有穩定性好、結構簡單以及通帶線性相位等優點，得到了廣泛的研究。然而，已有的FIR濾波器幾乎都是基于MZI結構實現的，這類濾波器的濾波響應的FSR與兩臂時延差成反比，與濾波響應的帶寬成正比[19]，使用受到限制。為了避免這個問題，同時實現精細的信號處理和寬帶的信號處理范圍，可以使用光子射頻信道化濾波器來增大FSR[30]，但這種方法會增加額外的損耗和整個系統的復雜度。因此，提出了利用多級級聯的MZI結構來實現窄線寬的FIR濾波并獲得大的信號處理范圍，其中濾波器的FSR可以通過增加MZI級聯的級數來實現[7,20,22,23]。

2.1.1 基于SOI級聯MZI的FIR信號處理單元

圖2給出了所提出的基于多級級聯結構的MZI的濾波器，其中每一級MZI都可以單獨調節。它可以在保持濾波器帶寬基本不變的情況下，增大信號的處理范圍。從圖2中可以看出，各級MZI通過上臂的輸入和輸出端口（k1到k2N）依次相連。每級MZI的兩臂之間時延差滿足如下關系：△L1=L,△L2=2-1L,…,△LN=2-(N-1)L。此外，可以通過MZI臂的微加熱器來實現相移。

圖3給出了當N=1、3、5時的濾波器響應的仿真結果。從圖3（a）可以看出，當N=1時，FSR大概是△λ3dB的兩倍，而濾波器的帶外抑制大概為6.5 dB；當N=3時，FSR被增大到16 GHz，然而濾波器的帶寬△λ3dB卻減小到2.02 GHz，濾波器的帶外抑制也提高到17 dB；當N=5時，FSR增大到64 GHz，帶外抑制達到30 dB。從圖3還可以看出，濾波器的通帶內相位滿足線性變化關系，即保持了FIR的特性。仿真中假設L=2.98 cm，α=3 dB/cm。考慮到實際應用限定在一個比較窄的波長范圍內，可以設定耦合器的耦合系數在使用波長范圍內都是0.5。從仿真結果可以看出，隨著N的增大，濾波器的FSR可以增大2N-1倍，而△λ3dB基本保持不變，此外，濾波器的帶外抑制也得到了顯著的提高。

圖2 N級級聯的MZI可調濾波器的示意

圖3 多級級聯MZI的仿真結果

采用SOI（silicon-on-insulator）工藝加工了基于三級級聯MZI結構的FIR濾波器，加工的芯片如圖4（a）所示。波導的寬度和硅波導的刻蝕深度分別是450 nm和220 nm，其中耦合兩臂的間隔為200 nm，耦合長度為10μm。波導層上是一層600 nm厚的二氧化硅層，再上是110 nm厚的Ti/TiN加熱器和電極。

當前SOI的工藝水平比較有限，不能保證如尺寸和傳輸損耗等參數與設計的完全一致，這在很大程度上會影響器件的性能。通過兩種方法可以減小這些影響：第一，在加工過程中通過逐漸改變曝光和氧化過程來補償曝光量的抖動，同時平滑波導的側壁；第二，考慮到這些工藝加工誤差的不可避免性，在氧化層上添加微電極來主動調節器件的有效參數，進而優化和修正濾波器的傳輸響應。通過單獨調節每級MZI臂上的微電極，可以實現不同級之間的相位匹配。器件的幅度和相位響應可以利用光矢量分析儀（OVA）來測量，測量結果如圖4（b）所示。濾波器的帶寬為1.536 GHz，FSR被增大到約13.5 GHz，可以在一定程度上滿足X-到Ka波段的信號處理需求。此外，濾波器通帶具有線性相位特性，和理論結果一致。與仿真結果相比，實驗中測量到的帶外抑制略小，這主要是由工藝的誤差和不同級MZI之間的失配造成的。

2.1.2 氮化硅的FIR信號處理器[22,23]

圖4 多級級聯光子信號處理器實驗結果

在常見的通信應用中，信號處理精度需求往往優于100 MHz[31,32]，因此前文提出的信號處理器在處理精度上有接近一個數量級的差距。這在很大程度上是因為硅基SOI波導的損耗較高（大約為3 dB/cm）而限制了精度的進一步提高。基于TriPleXTM技術的氮化硅波導具有超低的波導損耗，在彎曲半徑70μm的時候損耗約為0.1 dB/cm[33,34]。因此，可以考慮利用這種波導實現較長的波導時延線，從而實現更高精度的信號處理器。因此，提出基于氮化硅波導的可編程可重構的信號處理單元。所提出的濾波器的最高精度可以達到143 MHz，信號處理范圍可以大于112.5 GHz，將會滿足多波段的微波光子信號處理需求。這種全光可重構的模擬信號處理器如圖5所示。它主要包含兩部分：基于MZI的可調諧可重構的信號處理器和一個基于微環諧振腔的信道化濾波單元。它可以看作一個三級級聯的MZI濾波器，如圖6（a）所示，其中，cosαi和sinαi為進入MZI兩臂的分功比。第一級MZI具有4個零點結構，第二級有2個，第三級有1個。器件中采用對稱MZI結構實現可調耦合器的功能，其耦合系數從0到1可調，對三級非對稱的MZI兩臂進行功率分配。通過調節非對稱MZI一臂上的相移器，濾波器的零點將會在零極點圖上旋轉。因此通過調節6級MZI上的相移器，可以調節濾波器的零點在零極點圖上的排布，從而獲得不同的傳輸響應，如圖6（b）～圖6（g）所示，其中實線是實驗結果，虛線是仿真結果。

圖5 基于級聯MZI的可編程信號處理器

為了實現100 MHz左右的信號處理精度，實驗中設計的最長時延線為50 cm。這時，長延時線引入的MZI兩臂的損耗差別可以利用可調耦合器來均衡，從而獲得最優的濾波響應。

測試了所提出光信號處理器的頻譜特性，其測試系統如圖7（a）所示。在這個系統中，光源輸出的光通過一個50∶50耦合器分成兩路，一路用作下變頻的光本振，另一路用作光載波。將射頻VNA中的射頻掃頻源通過一個電光馬赫—曾德爾調制器（MZM）調制到光域，生成一個與射頻VNA具有同樣掃頻精度的光的掃頻源。這里使用的MZM被設置為零偏壓狀態，實現載波抑制調制。另外，考慮到濾波器的周期性響應，實驗中利用一個單帶通濾波器來濾出正的調制邊帶，從而避免負調制邊帶產生的影響，得到干凈的掃頻光源。掃頻光源經過摻鉺光纖放大器（EDFA）進行放大，再進入待測器件。由于波導器件的偏振敏感性，在器件之前加入了一個偏振控制器來調節輸入光的偏振態，從而獲得優化的耦合效率。然后，調制的掃頻光源經過濾波器的處理后與上一路的光本振混合，再經過光電探測器（PD）探測得到電域射頻信號。最后該信號返回射頻VNA得到濾波器的傳輸響應。

圖7（b）～圖7（d）是通過調節MZI上的各個相移器得到的不同頻率響應，其中，圖7（b）是一個單通道濾波器，可實現濾波帶寬在143～300 MHz范圍變化。圖7（c）實現了雙通道的濾波。在保持通帶帶寬基本不變的條件下，通過調節移相器，可以實現不同的通道間隔。此外，通過調節溫度控制模塊（TEC），可以實現濾波器中心波長的調節，如圖7（d）所示。對于這類基于MZI干涉單元的信號處理器，其信號處理范圍是受限的。通過引入基于微環諧振腔實現的信道化濾波器[29]，可以進一步擴展將信號處理器的處理范圍，如圖8所示。

綜上所述，基于MZI干涉單元的FIR濾波器可以實現很高的信號處理精度，并且濾波器的形狀也可以優化。但利用級聯MZI結構來增加信號處理范圍的方法還存在局限，通常還需要信道化濾波器進一步提高信號的處理范圍，才能更好地應用在實際中。

2.2 IIR信號處理單元

基于微環諧振腔的IIR信號處理單元因其具有更小的尺寸、可能實現的高Q值和足夠大的FSR，得到了國內外微波光子前端研究的廣泛重視。對于微環諧振腔濾波器來說，氮化硅波導更有吸引力，因為這類波導具有低的傳輸損耗（在彎曲半徑70μm時，損耗小于0.1 dB/cm）和較高的折射率對比（Si3N4=1.99,SiO2=1.45），更適合同時實現高Q值與大的信號處理范圍。

2.2.1 氮化硅微環IIR濾波器[29]

為了滿足全波段（從L波段到W波段）的射頻光子前端的應用，微環濾波器的尺寸設計如下：半徑為125μm，波導與微環之間的間隔為2μm。利用OVA測量得到的濾波器的性能如圖9（a）所示，信號處理范圍大于110 GHz（FSR=225.78 GHz）。通過調節微環諧振腔上的微加熱器可以實現濾波器處理通帶在整個FSR內的調節，如圖9（b）所示。

圖10給出了濾波器的測試系統與測量結果，可以看出，濾波器的帶寬大概為420 MHz，而濾波器的帶外抑制大于40 dB；當濾波器的中心頻率調節時，濾波器的形狀基本保持不變。

圖6 7零點的FIR濾波直接形式及保持性

圖7 基于VNA的光處理器測試結果

圖8 經過信道化濾波后的單通道帶通響應

圖9 器件測試

圖10 IIR濾波器的測試系統與測量結果

3 光子前端

近年來，研究人員提出了許多基于下變頻和濾波的微波光子前端[1～11]。從包括成本、功耗和可靠性等方面考慮的時候，基于硅基的微波光子信號處理技術已經被認為是解決復雜光子前端的信號處理的一個有效方案，但大多數研究僅關注硅基器件本身的性能或者子系統的性能，很少有報道將這些硅基器件應用在光子前端中的。本節介紹利用基于硅基光子信號處理器的微波光子前端，實現光子輔助的軟件定義無線電的收發機。

軟件定義無線電是一種無線電通信技術，可以通過軟件編程來控制系統的工作參數，從而適應于不同的工作頻段、數據格式、通信協議等，非常便于在已有的網絡中引入新技術和新服務等。因此，軟件定義無線電收發機自問世以來，在世界范圍內引起了廣泛關注[35～37]。但由于電子器件的帶寬瓶頸限制，目前大部分軟件定義無線電收發機都只能工作在某一個特定的工作頻段。要想有效地滿足不同工作要求下的信號處理要求，需要研制出覆蓋更大工作頻段的軟件定義無線電收發機。

微波光子技術具備實現以上要求的巨大潛力[7,14,29～30,38]。一方面，光外差或混頻等方法可以生成高頻的射頻信號，產生頻率僅受現有光電轉換器的帶寬限制[38,39]；另一方面，光子輔助的射頻光子前端可以先將射頻信號調制到光域進行處理，再轉換為更低頻率的中頻信號并送入ADC[7,29～30,40]。但是，目前已有的光濾波器還無法精細到可以從復雜的寬譜環境中選擇出一個窄帶寬的射頻調制邊帶。同時，為了避免光載波的波長漂移帶來的影響，系統需要引入非常精細的控制系統，也大大增加了功能實現的難度。

基于之前討論的微波光子處理器，提出了一種結合光電處理的新的軟件定義無線電收發機[42]。系統的結構如圖11所示。電的部分主要完成中頻—基帶轉換以及基帶數字處理功能，而光的部分借助一個連續光完成中頻—射頻轉換和光域的處理功能。具體的細節如圖12（a）所示，左邊描述的是電的處理單元，右邊描述的是光的處理單元，收發機的特性決定了兩個處理單元是對稱分布的。電的處理可以由一個商用的軟件定義無線電收發機模塊完成；光的處理需要使用的光載波信號（fC）和光本振信號（fLO）由同一個連續光光源經強度調制器載波抑制雙邊帶調制產生。兩個信號之間的頻譜間隔也可以利用調制器驅動信號fD非常靈活地控制。此外，由干涉儀引入的相位噪聲可以利用后端成熟的電域信號處理手段消除[43,44]。

圖11 光子輔助的軟件無線電定義收發機功能

圖12 光子輔助的軟件定義收發機結構示意

在發送端，系統首先利用電處理模塊將數字的I/Q信號轉換成模擬的中頻信號（fIF），再將中頻信號調制到光載波上，這樣，兩臂上分別傳輸的調制邊帶和光本振信號一起到達光電轉換器，對應產生需要的射頻信號（fIF+2fD）。其中，電光轉換過程使用了載波抑制單邊帶調制，不需要額外的濾波器就實現了上臂只傳輸一個調制邊帶。干涉儀結構帶來的影響將在后面進行討論。

在接收端，天線接收到的信號首先被調制到光域，以完成第一級的前端處理。由于接收端和發送端共用了光載波和光本振信號，第一次下變頻后得到的中頻信號依然是fIF。它將在電的模塊上完成第二級前端處理。這個兩級處理機制如圖12（b）所示，其中，光濾波器的通帶用實線表示，而電濾波器的通帶用虛線標注。這樣的設計，使得光濾波器的帶寬可以與隨后轉換生成的中頻信號fIF同等量級，既降低了對濾波器工藝的要求，又有效避免了實際中載波漂移問題帶來的影響。同時，增加的一級電濾波器的結構大大提升了系統的精度。上文提出了一種基于低損耗Si3N4波導微環的光濾波器，不僅具有很高的分辨率和很高的帶外抑制比，還可以實現對中心頻率的大范圍可調諧，可以勝任對光濾波器的需求；而商用的電接收機模塊可以滿足電處理的需求。

系統的結構設計得到了實驗的驗證，實際的演示結構如圖13所示。光載波和光本振信號均由中心波長1 549.81 nm、線寬1 kHz、光功率18 dBm的連續光通過20 GHz調制帶寬的馬赫—曾德爾調制器產生，隨后被一個25 GHz頻率間隔的間插復用器分成兩路。

電處理功能可以由商用的軟件定義電收發機模塊完成，使用在10 MHz～6 GHz范圍可調諧，處理帶寬達到10 MHz的HackRF One SDR處理模塊。一方面，可以進一步增強系統的重構精度；另一方面，可以幫助解決由干涉儀結構引入的信號不穩定問題。光載波和本振信號通過兩個不同的臂傳輸，形成了干涉儀結構，會在隨后利用外差法生成射頻信號的過程中產生相位噪聲。這些噪聲會影響最終接收信號的質量，造成星座圖的旋轉。這種緩變的星座圖旋轉可以利用數字處理中非常成熟的相位糾正法恢復，即不穩定問題可以被解決[43,44]。

圖13 光子輔助軟電定義收發機演示實驗系統

發射端的實驗測量結果如圖14所示。光子輔助上變頻過程中的載波抑制單邊帶調制可以用一個12.5 GHz調制帶寬的I/Q調制器和一個90°混合耦合器實現。圖14（a）中對比了光載波和光本振信號的光頻譜（虛線）和進入光電轉換器中信號的光頻譜（實線）。使用中心頻率為2.5 GHz的中頻信號和中心頻率為15 GHz的驅動信號，發送端將生成中心頻率為32.5 GHz的射頻信號。這里，載波抑制單邊帶調制的消光比超過了25 dB，很好地保證了對干擾信號的抑制。以1 GHz作為步進差，改變驅動信號（2～17.5GHz），將對應得到不同頻率的射頻信號（6.5～39.5 GHz），如圖14（b）所示。其中，隨頻率抬升的噪聲是電譜測量儀引入的，而隨頻率降低的轉換效率與光電轉換器、放大器等器件的頻率響應相關。

接收端使用的微環光濾波器具備420 MHz的3 dB帶寬和超過40 dB的帶外抑制比，如圖15（a）所示，可以非常有效地避免在下變頻轉換到中頻信號的過程中產生干擾信號，并且較大程度地容忍光載波的波長偏移。此外，通過控制圖15（a）中顯示的微環上的相位調節器，光濾波器的通帶可以在110 GHz頻率范圍靈活調節到一階調制邊帶的位置。由于濾波器的高精細度，可以準確地濾出需要的一階調制邊帶來進行下變頻。經過濾波得到的一階調制邊帶的光譜（虛線）和本振信號（實線）如圖15（b）所示。由于接收端和發送端共用光載波和光本振信號，生成的中頻信號的中心頻率為2.5 GHz。

圖14 發射端的實驗測量結果

圖15 接收端濾波器特性及接收端PD前后光、電信號測試結果

利用雙音信號測試方法，可以測量接收機工作在L波段到Ka波段（受限于實驗中調制器的帶寬）時的線性度。實驗中，射頻本振的功率大概為20 dBm，由于調制和光電探測過程引入了系統的非線性，BPD接收到的信號中不僅包含線性項信號（6.5 MHz和8.5 MHz），還有三階交叉調制非線性項（IMD3）信號（4.5 MHz和10.5 MHz）。圖16顯示了C波段到K波段的系統實測的SFDR。電譜儀的設置 如 下：RBW=1 kHz，VBW=1 kHz，AT=30 dBm，ST=720 ms。測量到的噪底大概為-151 dBm/Hz。C波段（信號為4.806 5 GHz和4.808 5 GHz，中心頻率為6.5 MHz和8.5 MHz）、X波段（信號為10.006 5 GHz和10.008 5 GHz，中心頻率為6.5 MHz和8.5 MHz）、Ku波段（信號為13.506 5 GHz和13.508 5 GHz，中心頻率為6.5 MHz和8.5 MHz）和K波段（信號為19.006 5 GHz和19.008 5 GHz，中心頻率為6.5 MHz和8.5 MHz）的SFDR實 驗 結 果 分 別 為：118.6 dB·Hz2/3、116.0 dB·Hz2/3、114.8 dB·Hz2/3、119.1 dB·Hz2/3。

雙音測試下，射頻光子接收機在1.5～39.5 GHz范圍以2 GHz作為步進值的SFDR測量散點圖如圖17所示。在這樣一個頻率范圍（實驗中可以測得最大頻率范圍），系統的性能具有一個較好的一致性。因此，可以預測當系統在更高頻帶工作時，由于系統原理不變，性能會保持比較好的一致性。

圖16 射頻光子接收機的SFDR測量曲線

圖17 射頻光子接收機在L到Ka波段的SFDR測量散點圖

為了驗證接收機的通信收發質量，發射端將1 MHz的QPSK信號調制到不同頻率的射頻載波（覆蓋C波段到Ka波段）上并發射，接收端的結果分析如下。

在第一種條件下，使用背靠背傳輸的方式。經光子輔助前端處理產生的中頻信號的射頻功率為-40 dBm。測量到的隨接收信號頻率變化的矢量誤差幅度（EVM）曲線如圖18（a）所示，對應的載波頻率分別是22.5 GHz、32.5 GHz和37.5 GHz，星座圖如圖18（b）中的（Ⅰ）、（Ⅱ）、（Ⅲ）所示。這里，小幅度的變化對應發射端光電轉換器的頻率響應。

在第二種條件中，使用一對相距1m、工作頻段為2～24.5GHz的寬帶喇叭天線進行傳輸。測量到的隨接收信號頻率變化的EVM曲線如圖18（a）所示，對應的載波頻率分別是12.5 GHz、18.5 GHz和22.5 GHz，星 座 圖 如 圖18（b）中 的（IV）、（V）、（VI）所示。與背靠背傳輸相比較，天線傳輸的性能有明顯惡化。這主要是巨大的天線傳輸損耗造成的。這個傳輸損耗隨頻率迅速增加，當射頻信號的中心頻率在22.5 GHz左右時，損耗達到28 dB。以上實驗結果驗證了高頻的射頻信號可以經由射頻—中頻—基帶信號的頻率變換，最終利用實際中常見的窄帶ADC完成精細處理。

圖18 系統接收信號性能測試

實驗驗證系統實現了覆蓋C波段到Ka波段的射頻信號發射，只受限于光電轉換器的帶寬。同時，系統利用頻率轉換和濾波等有效手段，可以將以上波段內的信號準確地接收并處理。這種系統充分結合了微波光子處理和傳統電處理的優勢，同時滿足了大帶寬、超靈活、高分辨率和軟件可編程控制等要求。據了解，這是第一次實現了同時滿足以上條件，對未來無線通信的頻譜資源開發有重大的意義。

4 結束語

微波光子前端，因其相對于射頻前端具有更大的應用帶寬、大的動態范圍以及抗電磁干擾等優勢，近年來引發了廣泛的研究興趣。信號處理作為大多數包含濾波和下變頻的射頻光子前端中的關鍵模塊尤其被廣泛研究。目前，研究人員已經提出了許多不同種類的集成信號處理器，具有可編程、高Q值、大處理范圍等特點，而且有些已經應用到了光子前端的信號處理中。但目前相關技術仍然有一些困難需要克服。首先，包含耦合損耗在內的信號處理器插損較大，這在很大程度上會影響光子前端的噪底以及動態范圍；其次，信號處理器的形狀需要進一步的優化，如提高滾降系數，這將影響系統的信噪比；最后，信號處理器的性能需要監測和精細控制，進一步提高系統的可靠性。

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