220 V逆變器用直流升壓電路的設計與特性分析

朱挺鋒，秦會斌（杭州電子科技大學新型電子器件研究所，浙江杭州310018）

0 引 言

傳統的逆變器在輸入電壓較小的情況下，一般采用先逆變再工頻升壓到市電交流220 V。由于采用體積笨重，轉換效率較低的工頻變壓器，實際使用效果往往低于預期。近幾年，科研工作者積極探索采用高頻鏈結構實現逆變電路能量的高效轉換，前級升壓后級逆變的結構逐漸被采用和完善。此結構在逆變輸出220 V交流的時候，理論上前級升壓電路輸出端必須高于310 V。

本設計輸入端采用4節12 V 100 Ah的大容量鉛酸電池串聯供電，能滿足長時間穩定輸出1 k W功率的要求。電路部分由驅動板、功率板和輔助電源三個模塊組成，經過不斷調試和修正，各功能模塊工作穩定，制作出來的樣機性能指標均達到預期。

1 直流升壓電路整體設計框架

本文所敘述的推挽升壓電路框架如圖1所示，輸入端光伏陣列（驗證時用電壓變化范圍在48～54 V之間的蓄電池組代替）額定電壓48 V，通過電容濾波電路后，由SG3525控制，采用推挽升壓拓撲以及初并次串雙變壓器結構，通過高壓反饋調節，得到額定值在350 V左右的高壓直流。文中簡明扼要地分析了推挽升壓電路的工作原理以及變壓器的詳細參數設計，最后制作樣機加以驗證。研究結果表明，所設計的直流升壓具備體積小，電路工作穩定，轉換效率高，能夠長期輸出1 kW的功率。

圖1 推挽升壓電路框圖

2 推挽升壓驅動板和功率板的設計

2.1 SG3525驅動板電路設計［1，2］

SG3525是由美國Silicon General研發的一款用于驅動N溝道功率MOSFET的PWM控制器。其突出的電流控制脈寬調制性能，使得設計出來的開關電源在電壓調整率、負載調整率和瞬態響應特性方面都有良好的表現。

如圖2所示，SG3525采用12 V直流電壓供電，網絡標號FB為高壓反饋信號，Vref為5 V參考電壓，SHUT用于關斷PWM輸出，PWM1和PWM2為兩路互補輸出脈寬調制信號。PWM輸出頻率通過芯片引腳5（定時電容CT端）、引腳6（定時電阻RT端，初始值為12 kΩ）、引腳7（泄放電阻RD端）共同控制，計算公式為

理論計算值為56 k Hz，實測頻率為55.3 k Hz。死區時間根據MOS管的導通關斷時間設置在100 ns左右，經驗證，符合設計要求。

圖2 SG3525驅動電路

針對本文設計的推挽升壓電路采用雙變壓器結構，SG3525兩路互補輸出信號PWM1、PWM2在采用圖騰柱結構增大驅動能力的同時，將每一路信號一分為二，如圖3所示。試驗證明，該驅動板運轉良好，在大功率帶載的時候仍然能夠穩定工作。

圖3 互補PWM驅動信號

2.2 升壓功率板設計［3］該設計主體采用推挽結構

，并采用雙變壓器初并次串方式，輸出端接橋式整流電路和濾波電容，如圖4所示。其中變壓器的11和14引腳接MOSFET的D極，并通過PWM波控制MOS管的開關斷。

圖4 雙變壓器結構

因網上有大量的推挽計算公式［4，5］，本文不再詳述。所述升壓電路主要為逆變器提供穩定的直流高電壓，額定功率值為1 kW，兩個變壓器平均分配所需功率。兩個變壓器設計思路和過程完全一致，本文只對圖中的變壓器1進行參數設置。

（1）初級線圈匝數計算

取Bm＝0.15 T，Ae＝354 mm2（EE55磁芯截面積），Uin取額定值48 V，Ton以SG3525振蕩頻率兩倍的倒數作為標準，取值Np＝8。

（2）次級線圈匝數計算

式中，Uh為輸出的母線高壓，設置為350 V，求得Ns＝30匝。

（3）1 k W滿負荷工作時，流經變壓器初級線圈的電流值計算公式為

經計算可得Ipft＝14.5 A。

（4）原邊線圈電流有效值

占空比D取經驗值0.9，求得Irms＝9.7 A，變壓器線圈電流密度設定為5 A／mm2，經計算可得初級采用0.1 mm×120利茲線2根并繞，次級采用0.1 mm×90利茲線單根繞制。為盡量減小初級漏感，變壓器采用夾層繞法。

實驗中發現，所采用的變壓器在滿足額定輸出功率的情況下，上述繞制方式仍存在較多的窗口面積。為提高變壓器的窗口利用率以及盡可能地保證變壓器工作在不飽和狀態，本設計采取了同比例增加初次級線圈的方式，經調試，最終取Np＝11，Ns＝40。

3 實物圖和實驗結果

3.1 實物

如圖5所示，本文所述設計由輔助電源（左側）、升壓功率板（右上）、升壓驅動板（右下）三部分組成。由SG3525芯片控制的驅動板在輔助電源（輸出DC12 V）的供電下，對功率板電路的MOSFET進行開關控制，輸出端經過整流濾波后輸出穩定的高壓直流電。

圖5 升壓電路實物圖

3.2 實驗結果

輸入端采用4個12 V鉛酸蓄電池串聯供電（每個容量為100 Ah，完全滿足本實驗要求），經反復調試，達到千瓦級別輸出要求，輸出直流高壓變化范圍在341～360 V之間。電路空載時，損耗為5.76 W，隨著輸出功率的進一步增大，輸出電壓逐漸從360 V減小至341 V，輸出效率呈現上升趨勢，峰值效率在97.6%左右。

SG3525的兩路互補PWM信號經驅動增強電路輸出波形如圖6所示。

圖6 互補PWM波形

從圖6可以看出，兩路PWM信號因帶死區時間設置（防止同時導通），占空比均小于50%，輸出該PWM波有一個上升高度為1.2 V，時間跨度為2.5μs的小毛刺，因不影響電路正常工作，為簡化電路，未做特殊處理［6］。

實驗過程中通過觀察MOS管DS兩端的電壓波形發現，DS兩端電壓在MOS管關斷瞬間出現毛刺，并且隨著輸出功率地不斷增大，DS兩端峰值電壓略有上升，在1 kW輸出時，經檢測達到162 V的峰值電壓，因樣機選擇MOS管的耐壓值為200 V，為簡化電路設計，未對變壓器進行RCD鉗位設計［7］。

表1列舉了樣機在不同負載情況下輸入輸出電壓電流大小以及效率計算，因實驗條件和當時環境的影響，結果存在一定的誤差，僅供參考［8］。

表1 樣機輸入輸出特性

4 結 論

本設計主電路采用DC-DC推挽升壓拓撲，變壓器采取初并次串結構，通過SG3525芯片的高效PWM控制，所設計的直流升壓電路輸出電壓穩定，轉換效率高，在光伏逆變以及車載逆變領域有著重要的實際應用價值。

［1］ 吳建進.一種推挽式直流升壓電路的設計 ［J］.電氣自動化，2011，33（2）：54-56.

［2］ 李桂丹，高晗瓔，張春喜.基于SG3525的DC／DC直流變換器的研究 ［J］.電源技術應用，2009，12（1）：11-15.

［3］ 龔春英，李 偉，嚴仰光.推挽式單級電流源高頻鏈逆變拓撲研究 ［J］.電工技術學報，2005，20（10）：3-6.

［4］ 周潔敏，趙修科，陶思鈺.開關電源磁性元件理論及設計［M］.北京：北京航空航天大學出版社，2014.

［5］ 沙占友，王彥鵬，安國臣，等.開關電源設計與入門實例解析［M］.北京：中國電力出版社，2009.

［6］ Zhang Fanghua，Qin Haihong，Wang Huizhen，etɑl.Freewheeling current in push-pull forward converter［C］.IEEE 2003：353-358.

［7］ Abraham I Pressman，Keith Billings，Taylor Morey，et ɑl.The design of switching power［M］.北京：電子工業出版社，2010.

［8］ 周 延.PWM光伏逆變電源DC-DC電路及最大功率電跟蹤技術的研究［D］.濟南：山東大學，2006.