大功率雙路交錯并聯(lián)APFC模塊的設(shè)計與實現(xiàn)

呂偉強，崔國棟，王 超，楊愛武，劉鐵軍

(固體激光技術(shù)重點實驗室，北京100015)

1 引言

與單路功率因數(shù)校正技術(shù)相比，雙路交錯并聯(lián)有源功率因數(shù)校正技術(shù)，能明顯提高APFC電路的功率等級和效率。同等功率下，其能降低功率開關(guān)器件的電流應(yīng)力，降低功率開關(guān)器件的損耗，降低電磁干擾(Electro－Magnetic Interference，EMI)，減小輸入電流紋波和輸出電壓紋波。從而減小交流濾波電感和功率電感等磁性器件的體積，減小輸出直流濾波電容的體積，提高功率因數(shù)校正模塊的功率密度和減輕重量［1－5］。其符合開關(guān)電源的大功率、高功率因數(shù)、高功率密度和小型化發(fā)展趨勢，適用于中大功率應(yīng)用場合。

2 系統(tǒng)組成及工作原理

本設(shè)計采用電路簡單，電磁干擾小，電流波形失真小，輸出功率大，可在寬輸入電壓內(nèi)保持高功率因數(shù)的雙Boost并聯(lián)拓撲［6］。設(shè)計中兩路功率因數(shù)校正電路以180°的相位差交錯工作。每一路都采用電流、電壓雙閉環(huán)控制方案，其原理框圖如圖1所示。雙路交錯并聯(lián)有源功率因數(shù)校正模塊主要由APFC功率電感、大功率MOSFET(metallic oxide semiconductor field effect transistor，MOSFET)、大功率快恢復(fù)二極管和控制電路構(gòu)成。如圖1所示，D1為單相整流橋，L1、L2為兩個APFC功率電感，Q1、Q2為大功率MOSFET，V1、V2為大功率快恢復(fù)二極管。其中，L1、Q1和V1構(gòu)成了第一路APFC主電路，L2、Q2和V2構(gòu)成了第二路APFC主電路。每路APFC主電路相應(yīng)的高精度電流運放及其相應(yīng)的外圍電路構(gòu)成了電流環(huán)補償網(wǎng)路，高精度電壓運放及其外圍電路構(gòu)成了電壓環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)。相關(guān)的控制芯片及相應(yīng)的模擬、數(shù)字外圍電路構(gòu)成了控制電路部分。

圖1 雙路交錯并聯(lián)APFC原理框圖

每路功率因數(shù)校正電路工作原理相似，這里僅介紹第一路的工作原理。輸出電壓取樣與參考電壓Vref經(jīng)電壓誤差放大器及其補償網(wǎng)路得到誤差電壓，其與整流橋輸出電壓的取樣電壓經(jīng)改進型乘法器進行運算，其輸出送到電流誤差放大器的同相端，作為基準電壓。通過電流互感器和相關(guān)變換電路得到APFC電感電流取樣，送到電流誤差放大器的反相端，經(jīng)電流誤差放大器及其補償網(wǎng)絡(luò)運算后送到PWM(Pulse Width Modulation)比較器的反相端，與PWM比較器同向端的鋸齒波電壓進行比較，產(chǎn)生PWM波信號。該PWM波信號送入到RS觸發(fā)器的S端，RS觸發(fā)器的R端接交錯同步信號。這樣RS觸發(fā)器端輸出驅(qū)動MOSFET所需的PWM控制信號。因此，控制信號是隨著整流橋輸出正弦電壓的瞬時值周期變化而變化。通過改變MOSFET開關(guān)管的驅(qū)動信號的占空比，調(diào)節(jié)每個周期內(nèi)的電流平均值，實現(xiàn)功率因數(shù)校正。

相關(guān)的控制芯片及相應(yīng)的模擬、數(shù)字外圍電路產(chǎn)生所需要的180°交錯控制信號。該180°交錯控制信號來分別控制第一路APFC電路和第二路APFC電路，從而實現(xiàn)雙路APFC電路交錯并聯(lián)。

3 實驗研究

3．1 設(shè)計目標

輸入電壓:Vin=165～275 V AC單相交流輸入;輸出電壓Vout=390 V DC;輸出電壓紋波:峰峰值小于16V;開關(guān)頻率65 kHz;最大輸出功率:PO(MAX)=3500 W;峰值功率因數(shù)大于0．990;峰值效率為96．9%。

3．2 主要電路參數(shù)設(shè)計［7］

雙路交錯并聯(lián)功率因數(shù)校正模塊設(shè)計涉及交流輸入濾波電路設(shè)計、功率因數(shù)校正主電感設(shè)計、大功率MOSFET的計算選型、大功率二極管的計算選型、散熱設(shè)計、輸出濾波電容設(shè)計、交錯控制電壓環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計、交錯控制電流環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計和交錯控制程序設(shè)計等方面。該文主要介紹雙路交錯并聯(lián)功率因數(shù)校正電路的環(huán)路補償設(shè)計，包括電壓環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計和電流環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計。由于每一路的雙閉環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計相似，這里以第一路APFC電路進行設(shè)計計算。

3．2．1 電壓環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計

為使工作穩(wěn)定，輸入失真減小，要對電壓環(huán)網(wǎng)絡(luò)進行補償。本設(shè)計中采用的電壓環(huán)網(wǎng)絡(luò)補償?shù)脑O(shè)計方法是基于L．H．Dixon所研究的補償方法［8］。

電容CPV用于衰減低頻紋波，確保高功率因數(shù)值和低的輸入電流諧波畸變。電壓誤差放大器用的跨導(dǎo)放大器增益gmV=70μS。

電壓分壓器反饋增益:

輸出阻抗(ZO)需要衰減低頻升壓電容的輸出紋波(VRIPPLE，通過計算可知該電路中VRIPPLE≈15．8 V)，使其小于有效電壓誤差放大器輸出幅度(ΔVAO)的3%。通過反饋電容CPV來設(shè)置該阻抗。

選擇標準電容值，CPV=150 nF。

電壓環(huán)的跨越頻率:

電壓環(huán)補償電阻RZV在變換器的電壓環(huán)跨越頻率處放置一個極點。

選擇標準電阻值，RZV=75 kΩ。

電壓環(huán)補償電容CZV用于增加電壓環(huán)的DC增益和相位裕量，在跨越頻率1/10處，加入電壓環(huán)的一個零點。

選擇標準電容值，CZV=1．5μF。

3．2．2 電流環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計

為使輸入交流電流更好的跟蹤輸入交流電壓，減小交流諧波，要對電流環(huán)網(wǎng)絡(luò)補償。本設(shè)計中電流閉環(huán)網(wǎng)絡(luò)補償方法是基于L．H．Dixon所研究的補償方法［8］。

為了準確地進行電流環(huán)補償，要計算電流環(huán)的功率級增益GPSC。

電流放大器的跨導(dǎo)電流放大器增益gmC=100μS。

選擇標準電阻值，RZC=4．3 kΩ。

選擇標準電容值，CZC=5600 pF。

3．3 實驗結(jié)果

圖2給出了該功率因數(shù)校正模塊輸出3200 W時，交流輸入電流波形(CH4)，垂直方向為電流，10 A/div，水平方向為時間，10 ms/div。通過波形可以看出輸入交流電流能很完美地跟蹤輸入交流電壓，并且與輸入交流電壓保持同相位，實現(xiàn)了功率因數(shù)校正。

圖2 3200 W負載時交流輸入電流波形(CH4)

圖3 給出了690 W負載時，交流輸入電流波形(CH3)、交錯控制信號一路波形(CH1)及其展開波形(CHA)。波形(CH3)垂直方向為電流，10 A/div，水平方向為時間，10 ms/div;波形(CH1)垂直方向為電壓，10 V/div，水平方向為時間，10 ms/div;波形(CHA)垂直方向為電壓，10 V/div，水平方向為時間，20μs/div。

圖3 690 W負載時交流輸入電流波形(CH3)、交錯控制信號的一路波形(CH1)及其展開波形(CHA)

圖4 給出了2260 W負載時，交流輸入電流波形(CH3)、交錯控制信號一路波形(CH1)及其展開波形(CHA)。波形(CH3)垂直方向為電流，10 A/div，水平方向為時間，10 ms/div;波形(CH1)垂直方向為電壓，10 V/div，水平方向為時間，10 ms/div;波形(CHA)垂直方向為電壓，10 V/div，水平方向為時間，20μs/div。

圖4 2260 W負載時交流輸入電流波形(CH3)、交錯控制信號的一路波形(CH1)及其展開波形(CHA)

圖5 給出了2086 W負載時WT1804功率分析儀測量結(jié)果，功率因數(shù)0．9926。

圖5 2086 W負載時WT1804功率分析儀測量結(jié)果

4 結(jié)論

本文采用雙路交錯并聯(lián)有源功率因數(shù)校正技術(shù)，設(shè)計并實現(xiàn)了單相雙路交錯并聯(lián)功率因數(shù)校正模塊。在165～275 V AC電壓范圍內(nèi)，其輸出電壓穩(wěn)定，輸入交流電流能完美地跟蹤輸入交流電壓，峰值功率因數(shù)達到0．995，峰值效率達到96．8%，具有各種保護功能，工作可靠，成本較低，已成功用于多種中大功率激光器供電系統(tǒng)。

［1］ LWeiqiang，YU Yingtao，LIU Tiejun，et al．Design and realization of APFC with high－power［J］．Laser＆Infrared，2011，41(3):264－267．(in Chinese)呂偉強，于穎韜，劉鐵軍，等．中大功率單相功率因數(shù)校正器的設(shè)計與實現(xiàn)［J］．激光與紅外，2011，41(3):264－267．

［2］ Michael O’Loughlin，An Interleaving PFC Pre－Regulator for High－Power Converters［C］．Unitrode Power Supply Design Seminar SEM1700，2006．

［3］ D K W Cheng，X C Liu，Y S Lee．A new modified boost converter with ripple free input current by using coupled inductors［C］．Power Electronics and Variable Speed Drives，1998:592－599．

［4］ L Balogh，R Redl．Power－factor correction with interleaved boost converters in continuous－inductor－current mode［C］．Proceeding of Appl．Power Electron．Conf．，1993:168－174．

［5］ Pinheiro，J R Grundling，H A Vidor，et al．Control strategy of an interleaved boost Power factor correction converter［C］．Power Electronics Specialists Conference，1999．PESC99．30th Annual IEEE，1999:137－142．

［6］ Qiao C，Smedley Km．A topology survey of single stage power factor correction with a boost type input－currentshaper［J］．IEEE Trans on Power Electronics，2001，16:360－368．

［7］ Texas Instruments．Texas instruments literature Number SLUS794［EB/OL］．http://focus．ti．com，2011．

［8］ L H Dixon．Optimizing the design of a high power factor switching preregulator［C］．Unitrode Power Supply Design Seminar Manual SEM700，1990．