連續波雷達直波泄露抑制技術研究

馮健康 黃根全 謝敏

(西安電子工程研究所 西安 710100)

0 引言

連續波雷達與脈沖雷達相比較有諸多的技術和戰術優點，如測量精度高、雜波抑制能力強，從發射功率層面上易于實現低截獲、體積小、重量輕、功耗小等。但由于連續波雷達同時發收存在嚴重的發射信號直波泄露，這將直接影響雷達接收系統的正常工作，其一強的發射直波泄露信號將會飽和中放，甚至使混頻器飽和，從而阻塞接收機;其二強的直波泄露信號攜帶的噪聲也很強，導致本來很容易檢測的目標回波信號被泄露噪聲淹沒，降低接收機靈敏度;其三強的直波泄露信號可能從動目標檢測濾波器的副瓣進入產生虛假目標。連續波雷達收發隔離一直是限制連續波雷達廣泛應用和發展的主要因素，如何有效解決連續波雷達收發隔離問題，把發射信號的直波泄露抑制到足夠低的程度有著重要意義。通常連續波雷達在實際工程中抑制發射直波泄露信號技術措施主要有基于電磁波傳輸特性的空間物理隔離技術;基于收發信號特性的接收通道對消技術和基于信號多普勒處理雜波抑制技術的接收機中頻濾波技術和數字信號處理濾波技術。物理隔離對連續波雷達直波泄露信號及其信號攜帶噪聲均有抑制，但濾波和對消技術僅能夠對發射直波泄露信號具有抑制作用，但對信號攜帶的噪聲卻不能較好抑制，為此本文通過分析連續波雷達靈敏度出發，對連續波雷達的檢測能力作了分析。

1 發射直波泄露抑制技術

1.1 收發天線空間物理隔離技術

空間物理隔離技術就是根據電磁波傳輸理論和特性在收發空間上實施的發射直波泄露信號隔離技術措施。在早期單天線的連續波雷達中常常采用環形隔離器來解決收發隔離問題，但目前隔環形器的隔離水平只能達到40dB 左右。采用收發天線分離技術可以有效提高隔離度，而且增大收發天線間距可以提高收發隔離，一般收發天線間距增加一倍隔離度可提高6dB，但這將受雷達體積重量限制。空間物理隔離度大小還與工作頻率、收發天線波束寬度、副瓣等參數有關，同時也與連續波雷達發射與接收電路的電磁屏蔽技術有關。通常在收發天線間加裝吸收性U 型隔離板(見圖1)，對發射天線側向輻射的電磁波進行吸收和隔離，這種隔離措施使收發天線間的電磁波不能直視傳輸，隔離效果十分明顯［1］。但單純使用U 型金屬隔離板時，由于金屬隔離板的安裝，在雷達結構上產生了不連續點，當電磁波照射到U 型隔離板上時，在結構不連續處可能會激起表面導波(即表面波)，表面波沿著隔離板傳波，在結構不連續處表面波轉變成輻射源，產生非鏡面散射，對隔離度產生影響。通常會在金屬隔離板表面加貼吸波材料，使表面波傳輸到結構不連續處之前，已被充分衰減，從而減弱非鏡面散射如圖2所示，例如:某“X”波段連續波測速雷達，發射功率為44dBm，收發天線采用微帶平面貼片天線陣結構，收發天線分離，且之間加裝金屬隔離板，測試接收天線耦合到功率為-36dBm(隔離度約為80dB)，在金屬隔離板外側面貼吸波材料，測試接收天線耦合到功率為-45dBm(隔離度約為89dB)，在金屬隔離板外側面貼高阻表面光子晶體吸波材料，測試接收天線耦合到功率為-51dBm(隔離度約為95dB)［2］。

圖1 收發天線U 型隔離板示意圖

圖2 收發天線隔離板加裝吸波材料

1.2 接收通道對消技術

接收通道對消技術就是構造一個與發射直波泄露信號幅度相等，相位相反的信號，然后與接收機接收信號進行相加(或合成)，從而達到降低發射直波泄露信號的技術。從對消技術在連續波雷達實施部位分為射頻對消技術和中頻對消技術;從對消技術功能分為開環對消技術和自適應閉環對消技術;從對消技術實現方式可分為模擬式和數字式等。

雷達接收通道是否實施對消技術，要根據發射直波泄露信號是否導致接收機飽和，是采用射頻對消還是采用中頻對消技術，要看發射直波泄露信號導致接收通道放大鏈輸出飽和在那一級，如果接收機射頻放大輸出飽和，那么必須采用射頻對消技術措施。如果接收機中頻放大輸出飽和，可以采用中頻對消技術措施，接收通道采用中頻對消技術要比射頻對消技術電路實施難度相對較小。

圖3 自適應閉環對消系統原理框圖

開環對消技術是基于發射直波泄露信號幅度、相位相對穩定為前提，在雷達工作之前，雷達自動關閉對消信號，雷達系統直接檢測出發射直波泄露信號的幅相值，然后雷達自動發射關閉，并開啟對消信號，調整對消信號幅度和相位，直至雷達系統測量對消信號的幅度與發射直波泄露信號的幅度相等，相位相反。固化對消信號幅度和相位調整值，開啟發射和對消信號，便自動完成了開環對消功能。自適應閉環對消技術方案是采用自動控制原理，把發射信號樣本和接收信號進行相關處理，控制矢量調制器的相移和幅度大小來對消接收機接收到的發射直波泄露信號［3］，其系統框圖如圖3所示。

模擬式采用矢量解調器把發射直波泄露信號分解為I、Q 信號，經過有源濾波放大網絡后，通過矢量調制器構造一個與發射直波泄露信號等副反向的信號，通過耦合器饋入接收通道。數字式是采用DSP及A/D、D/A 等數字信號處理模塊對發射直波泄露信號進行量化和分解，并選擇多種自適應算法來改善收斂速度。實現對消目的。

1.3 接收機中頻濾波和數字信號處理器濾波技術

接收機中頻濾波技術就是根據發射直波泄露信號與目標回波信號在頻域的分布特性差別實施中頻放大鏈頻域濾波，該技術一般在混頻和中頻放大鏈之間實施，其目的是發射直波泄露信號經場放和混頻后，對發射直波泄露信號在中頻放大之前進行抑制，從而保證發射直波泄露信號通過中頻放大輸出不飽和。而數字信號處理器濾波技術就是當連續波雷達通過收發天線的空間物理隔離技術措施和接收機放大鏈實施對消技術和中頻頻域濾波措施后，發射直波泄露信號的中頻接收機輸出信號雖然沒有飽和但還比較大情況下，進而通過數字信號處理器采用多普勒處理抑制雜波的原理對發射直波泄露信號濾波的技術。

2 連續波雷達檢測能力的分析

連續波雷達收發天線分離原理框圖如圖4所示。頻綜激勵信號經過放大后通過發射天線發射，與發射天線分離的接收天線接收信號(包括目標回波信號和發射直波泄露信號)進入場放放大，然后進入射頻對消模塊對發射直波泄露對消，經過混頻器后變成中頻，中頻對消模塊繼續對發射直波泄露信號的剩余再次對消，中放放大，信號處理器對中放輸出進行中頻采樣、下變頻和數字信號處理［4］。

圖4 連續波雷達收發天線分離原理框圖

雷達直波泄露信號中放輸出表達式:

雷達直波泄露信號攜帶噪聲中放輸出表達式:

在(1)、(2)式中PISO為發射直波泄露信號的中放輸出功率;PINO為發射直波泄露信號攜帶噪聲中放輸出功率;PFS為發射天線發射信號功率;PFN為發射信號攜帶噪聲功率;LG為收發空間物理隔離度;GF為場放放大倍數;DF為射頻對消模塊對消比;LH為混頻器損耗;DI為中頻對消模塊對消比;GI為中放放大倍數。

從(1)和(2)式可以看出，收發空間物理隔離對發射直波泄露信號及其攜帶噪聲具有相同抑制作用，而接收通道中采用的射頻對消模塊和中頻對消模塊，僅對發射直波泄露信號進行抑制，發射直波泄露信號攜帶的噪聲卻不能抑制。

我們知道:接收機的噪聲系數［5］表達式為:

式中F 為噪聲系數;Psi，Pni分別為接收機輸入端的信號功率和噪聲功率;Pso，Pno分別為接收機輸出端的信號功率和噪聲功率;G為接收機線性電路的功率增益。

對連續波雷達而言:接收機輸入的噪聲功率由兩部分組成:

接收機實際輸出的噪聲功率Pn0包含三部分噪聲表達式:

式中PnAi為接收天線感應的外部噪聲功率;PnBi為天線接收信號(包括發射直波泄露和目標回波)攜帶的噪聲功率;PnCi為接收機內部噪聲等效到輸入端的噪聲功率。

把(4)和(5)式代入(3)式，接收機的噪聲系數可轉換如下公式:

則連續波雷達的靈敏度表示是如下:

把(4)和(6)代入(7)可得

式中Psimin為接收機靈敏度;D 為接收機輸出最小可檢測信噪比(也稱識別因子=)。從(8)式可以看出接收機的靈敏度與接收天線感應的外部的噪聲功率PnAi、接收機接收信號攜帶的噪聲功率PnBi、接收機內部噪聲等效到輸入端的噪聲額定功率PnCi之和以及雷達識別因子D 成正比。而接收機接收信號攜帶的噪聲功率PnBi是隨著接收信號的強弱同步改變。對于脈沖體制的雷達而言，采用發收分時工作，雷達發射直波泄露信號僅存在發射脈沖期間，而接收機接收目標回波信號期間不存在發射直波泄露信號，因而收發隔離度很高，可以忽略發射直波泄露信號攜帶噪聲的影響。又知脈沖體制雷達以距離單元進行目標回波信號處理和檢測，即使近距離、大目標的回波脈沖信號攜帶的噪聲很強，但目標回波信號功率也很強，強信號攜帶強噪聲不影響強信號的檢測，同樣遠距離、小目標回波信號功率很弱，但回波信號攜帶的噪聲功率也很弱，微弱信號攜帶微弱噪聲也不影響弱小目標的檢測，但強目標和弱目標回波脈沖信號在時域也可能有部分重疊存在的可能，在這種情況下接收強信號攜帶的噪聲可能會影響相鄰弱小目標檢測。因此，脈沖雷達也必須考慮頻率綜合器輸出的信號攜帶的噪聲，只要頻率綜合器滿足一定的相位噪聲指標，影響脈沖體制雷達接收靈敏度因數決定于公式(8)的PnAi和PnCi兩項。對連續波體制雷達而言，采用同時發收的工作方式，接收機接收的發射直波泄露信號、強目標和弱小目標回波信號在時域同時存在，雖然采用收發天線分離技術，可提高收發隔離度，但當收發隔離度不夠高時，發射直波泄露信號攜帶的噪聲分量PnBi將不可忽視，直接影響小目標的檢測。要保證雷達的檢測靈敏度指標要求，就必須提高收發物理隔離度和發射信號自身性能，當收發隔離度受限時，發射信號必須具有低相噪指標。特別是大功率、遠距離探測的連續波雷達，為了保證發射直波泄露信號經過接收機放大鏈后不飽和，除采用收發物理隔離措施，通常還需在接收機通道中采用對消技術，從(2)式可以看出對消技術不能減小發射直波泄露信號攜帶的噪聲，這樣接收機接收發射直波泄露信號攜帶噪聲功率PnBi將更大，造成接收機靈敏度大幅度降低，為了獲得同樣檢測靈敏度指標，要求連續波雷達發射信號相位噪聲指標更低，也就是雷達頻率源必須具有超低相位噪聲指標。

那么對連續波雷達系統頻率源相位噪聲指標，具體說發射信號的相位噪聲滿足什么指標要求時，雷達接收靈敏度不受太大的影響呢。在(8)式中PnAi、PnCi相對是固定的，而PnBi與雷達發射信號相位噪聲指標有關，也與收發物理隔離度大小有關。要使連續波雷達系統靈敏度指標不受或少受接收信號攜帶噪聲的影響，那么必須滿足下式(9)。

式中PnAi= k·T0·BR;Pnci= k·Tn·BR;PnBi;代入可得式(10)。

在式(10)中，k 為波爾茲曼常數(1.38 ×10-23焦耳/度);T0為熱力學溫度(290 °k);Tn為等效噪聲溫度;BR為接收機線性部分帶寬;￡(f)為發射信號單邊帶相噪譜密度即發射信號的相位噪聲。

連續波雷達發射信號單邊帶相噪譜滿足(10)式時，雷達接收靈敏度指標主要由接收天線感應的外部噪聲和自身內部噪聲決定。

相位噪聲的定義:偏離載頻f(為指定的頻偏)處，單邊帶相位噪聲功率密度(單邊帶內1Hz 帶寬的功率)與載波功率之比。

式中Ps為發射載波功率;ψ(f)為發射信號的相位噪聲;為平均相位噪聲功率譜密度。

當連續波雷達發射信號的平均相位噪聲指標滿足(13)式，雷達接收靈敏度指標主要由接收天線感應的外部噪聲和自身內部噪聲決定。

3 結束語

本文對連續波雷達發射直波泄露信號抑制采用技術措施作了較全面的介紹;結合雷達接收機的噪聲系數和靈敏度公式對連續波雷達接收靈敏度進行了分析，得出了連續波雷達不僅要求對發射直波泄露信號具有良好的抑制，從而保證接收機不飽和，同時還必須要求發射信號必須具備超低相位噪聲指標要求;參照脈沖雷達，推導出了連續波雷達近似達到脈沖雷達靈敏度指標要求，對發射信號的相位噪聲指標要求的計算公式，但愿對工程技術人員有一定的幫助。

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