數控低溫電流比較儀精密電流源設計

范文斌　魯云峰　李小亭

摘 要 本文設計了一種數控精密電流源，由DSP作為核心控制芯片，可以輸出兩路可調比例電流，其比例輸出電流具有較高控制精度和穩定性。該低溫電流比較儀用于測量1Ω-10KΩ的電阻，其中的比例誤差，具有相對穩定，相對重復的特點。

【關鍵詞】低溫電流比較儀 DSP 精密電流源

20世紀以來，隨著量子物理學不斷發展，科學家們逐漸找到了一種使用量子基準計算和保存電阻單位的方法——量子化霍爾電阻。日常工作中人們習慣使用以十進制為主的電阻基準，但霍爾電阻是非整數值，其需要使用特殊的方法才能與通常的十進制電阻進行比較。而低溫電流比較儀（Cryogenic Current Comparator，簡稱CCC）巧妙地應用了超低溫環境下的邁斯納效應和超導量子干涉器件SQUID，則成為了傳遞量子化霍爾電阻量值的理想工具。

本文針對低溫電流比較儀電阻比較電橋設計了一種精密電流源，其實現了具有兩路可調比例電流源輸出的功能，可用于電阻精密測量的低溫電流比較儀電阻電橋控制系統。該電流源具有高控制精度，低噪聲，高穩定性等特點，有利于實現數字化控制。

1 低溫電流比較儀

1972年Harvey首先提出了低溫電流比較儀原理，其與現在已經比較熟知的磁調制器式電流比較儀相當接近。低溫電流比較儀所使用的是利用電橋的安匝數平衡，即把待比較的兩路電流和分別通人同一鐵心上的兩個繞組和中，當安匝數達到平衡時有：

I1W1+I2W2=0 （1）

用非常靈敏的檢測手段來準確檢測安匝數平衡條件式（1），即可得到電流比例：

I1/I2=-W1/W2 （2）

匝數是個無誤差的數值，所以在原理上電流比較儀可以得到極為準確的電流比例。但是實際上式（1）并不能完全得到滿足，因為低溫電流比較儀的準確度受到一系列因素的限制。所以式（1）應表示為：

I1W1+I2W2+Δ=0 （3）

其中Δ表示安匝數的不平，此不平衡量為標為L的線圈檢測到后送入SQUID的輸入線圈Li，并耦合到SQUID，最后輸出電信號進行反饋，即通過磁通一電壓一電流轉換器將不平衡磁通信號轉換為電流信號反饋給其中一個線圈，最終達到安匝平衡式（3）。

2 程控低溫電流比較儀中可調精密電流源設計的基本結構

2.1 程控低溫電流比較儀電流源總體方案設計

根據低溫電流比較儀的原理，結合具體的低溫電流比較儀電阻電橋電路程控低溫電流比較儀電流源由三部分組成：上位機控制程序、DSP數字控制電路和電流源電路。由Lab VIEW編寫的上位機控制程序通過串口向DSP數字控制電路發送指令，DSP數字控制電路接收到上位機指令后，對數據處理后轉化為相應的控制信號。通過模數轉換器AD可以把兩路電流源的微差反饋到DSP上，構成閉環控制系統，保證了電流源輸出的比例電流具有較好的穩定性和精度。

2.2 電流源電路設計

電流源采用10V電壓參考芯片REF102作為電流源的參考電壓，其具有穩定性為5ppm/1000hr。但在實際電路設計中對SQUID的超導屏蔽并不完全密封，感應出超導電流會耦合到檢測線圈上形成干擾信號。而在超導體中超導電流是不會衰減，與其相應的磁通也不會衰減（凍結磁通）。為了消除凍結磁通對電阻測量過程的干擾，采用單位增益差分放大器INA105對參考電壓進行反向，用繼電器間歇導通其中一路，從而改變比例線圈中的電流的方向，并把兩種方向相應的測量結果平均，消除直流干擾的作用，同時正負換向也可以消除測量回路中熱電勢的影響。

主從電流源電路不能完全對稱，工作電流在正負換向時會使檢測線圈電流在短時間過大造成SQUID的工作點的穩定平衡點發生變化。為減小換向過程中的沖擊，采用一種組合積分電路使電流源緩慢變向，其電路示意圖中的第一個OPA277集成放大器用作緩沖器，第二個OPA277則為積分放大器。積分時間常數由R6 C2決定，開關K1，K2由繼電器組成的多路選擇開關，分別用于選擇參考電壓和設置用于調節換向時間的積分電阻。參考電壓通過緩慢變向電路后，其輸出電壓Vref可以提供給主從動電流源DA作為參考電壓。

采用兩個相同的DA分別作為其主從電流源電壓源，DA選用16位串行DA轉換芯片DAC8811，其參考電壓范圍為±10V。DA輸出電壓VIN經過電壓—電流轉換得到主從動電流源和，其中開關K1由繼電器組成，R8、R9為采樣電阻。由于兩個電流源共用一個的基準電壓，因此在主從動電流源DA輸出后分別設計兩個高輸入阻抗的跟隨器OPA121進行隔離。

SQUID器件的線性范圍非常小，輸入稍大即可引起電流跳躍而導致測量過程的不穩定。因此電壓電流轉換之前采用偏置DA，其選用16位串行DA轉換芯片DAC8832，其輸出范圍為±VREF。通過配置偏置DA，其輸出V bias可微調主動電流源輸出，使主從動電流源的輸出即使沒有SQUID的反饋也接近平衡狀態。

由上文可知，在實際的測量中，被比較的電阻R1和R2的量值都并不正好等于其名義值，而比較電橋電路的安匝數平衡方程式（1）中的W1和W2都是正整數，進行比較的目的也是為了求出被比較的兩個電阻的調整誤差的差值。在有誤差的情況下，即使安匝數平衡方程式（1）已被滿足，測量電阻兩端電壓之差的指零儀也并不指零。為了使電橋能同時滿足安匝數平衡和指零儀指零兩個條件，需要進行讀數補償。其方法是采用DAC8832，使其輸出一路電流，仔細調節電流大小，使其通過低溫電流比較儀的另一個繞組，此時安匝數平衡方程式（1）就變成了

I1W1+I2W2+I3W3=0 （4）

這樣，就能使電橋能同時滿足安匝數平衡和指零儀指零兩個條件，從而求出被比較的兩個電阻的比值。

2.3 數字控制電路

文中電流源電路中DA和繼電器均需要控制信號來驅動，而DSP 具有強大的信號運算和處理能力，可以實現一些先進的控制理論和高效的控制算法。所以選擇DSPTMS320F2812 作為控制芯片，對采樣信號進行分析處理，來產生控制信號。數字控制電路示意圖主要包括五部分：

（1）數字控制電路核心控制芯片DSP，外部SCI串口通信電路與DSP相連。DSP根據上位機指令執行相應的控制算法和數據處理。

（2）AD模數轉換模塊：AD選用16位的AD7656，用于接收前饋值，測量主從電流源電壓差。

（3）LCD 12864液晶模塊：用于顯示四個DA的設定電壓值和AD采集的前反饋電壓值。

（4）FPGA模塊：選用Altera公司的FPGA EP2C8Q208C8，為DSP做IO擴展，用來實現繼電器轉換的功能。

（5）光纖模塊：本系統使用Agilent光發送器HFBR-1531，光接收器HFBR-2531組成的光纖模塊進行模數隔離，避免模擬部分和數字部分信號間的相互干擾。

2.4 軟件流程

上位機控制程序用于向數字控制電路的DSP發送命令，配置DA輸出電壓和選擇電流源電路中繼電器的狀態，其由Lab VIEW編寫。控制程序和儀器總線的通信可由VISA模塊實現，用RS232通訊接口用于計算機PC和數字控制芯片DSP進行通訊。

根據上文所述硬件電路設計要求，DSP需要執行的數字控制程序模塊包括：DA配置程序模塊，用于配置主從動電流源DA、偏置DA和補償DA；繼電器控制程序模塊，用于手/自換向控制、前饋選擇控制、換向積分電阻的選擇控制、主/從動電流源采樣電阻選擇控制以及SQUID電流反饋電阻選擇控制；前饋的AD數據采集程序模塊；液晶（LCD）顯示程序模塊。

3 實驗結果

使用Fluke公司的8508A對電流源系統進行測量和標定，主從動電流輸出電流范圍為：±100mA，偏置DA的調節范圍為：±20mV。多次配置主從電流源測量其輸出電壓，其相對穩定性；相對重復性。

將電流源設置為前饋狀態，根據不同比例的十進制電阻配置主從動電流源輸出電流，測量電阻R1和R2的電壓，并用指零儀測量其的電壓差。

4 結束語

本文介紹了一種用于低溫電流比較儀的數控電流源設計，采用兩路16位DA電流源輸出，通過配置偏置DA和設定繼電器狀態的方法實現高精度比例電流輸出。實現了系統的模塊化和小型化，并具有控制精確、工作可靠穩定、效率高等優點，實驗證明該電流比例誤差，相對穩定性，相對重復性，可以實現對1Ω-10KΩ電阻的測量。

參考文獻

[1]K.v.Klitzing，G.Dorda and M.Pepper， New method for high-accuracy determination of the fine-structure constant based on Quantized Hall Resistance，Phys.Rev.Lett. 45（1980）494-497.

[2]Harvey，I.k.Precise low temperature DC ratio transformer，Rev.Sci.Instrum43.（1972），1626-1629.

[3]李正坤，賀青，張鐘華，劉勇.提高低溫電流比較儀測量準確度的幾方面措施[J].計量學報，2004，25（4）：289-192.

[4]Jones K.A Quantum Hall Cryogenic Current Comparator Resistance Bridge.CPEM Digest.2000：92-93.

[5]張鐘華，賀青，劉勇.量子化霍爾電阻基準研究報告[R].北京：中國計量科學研究院，2004：39-40.

作者簡介

范文斌（1989-），男，河北省石家莊市人。現為河北大學攻讀碩士，主要從事低溫電流比較儀研究。

作者單位

河北大學 河北省保定市 071000