一種零中頻直接序列擴頻數字接收技術

江 斌 ， 徐建良

（1.通信系統信息控制技術國家級重點實驗室，浙江 嘉興 314033；2.中國電子科技集團公司第三十六研究所，浙江 嘉興 314033）

直接序列擴頻（DSSS，Direct Sequence Spread Spectrum）技術具有強抗干擾能力、低功率譜發射和大容量碼分多址性能等多方面優點，已廣泛應用于軍事通信和民用通信，當今信息領域最前沿、最具代表性的第三代移動通信系統就是采用直接序列擴頻調制技術[1-2]。因此針對直擴信號的干擾與偵收技術研究也成為當前信息對抗的熱點領域。而直接序列擴頻信號的數字接收是實現對其偵察截獲的關鍵技術之一。

常用的數字化接收方式有兩種：中頻數字化接收和零中頻數字化接收。中頻數字化接收對中頻信號進行采樣數字化，之后再進行數字下變頻和數字解調，避免了模擬解調器使用兩個乘法器引起的同相支路與正交支路幅度和相位不匹配對解調性能造成的影響，但其能處理的已調信號頻率受ADC采樣速率的限制；零中頻數字化接收去掉了中頻級，僅僅需要低通濾波器，能提供更大的集成度，功耗也大大降低，所以得到了越來越多的重視[3-4]。

文中針對cdma2000系統直接序列擴頻信號提出了一種零中頻數字接收算法。對碼捕獲及跟蹤算法、載波同步算法數學模型進行了詳細推導。為了驗證算法性能，本文對實際采集的cdma2000移動通信信號進行解調處理，實驗結果表明該算法具有較好的接收效果，可以為實現DSSS通信系統的偵收和干擾提供有效參考。

1 零中頻數字解調

基于直接序列擴頻技術的cdma2000移動通信系統采用的QPSK調制方式，它和傳統的QPSK調制方式不同[5]。傳統的QPSK調制是同相（I）和正交（Q）支路交替傳輸信息符號；而直接序列擴頻系統的QPSK調制是每個信息符號在I、Q支路上乘以不同的PN碼序列后同時發送。與傳統基帶數據流只調制一個PN序列的BPSK系統相比，QPSK系統的符號間干擾功率減少一半。

無線信號經過模擬下變頻和ADC轉換后，其高頻分量被去除，因此零中頻解調模塊的I、Q兩路輸入序列也可以表示為：

其中，A 為信號碼片能量，φ 是載波初始相位，nI（t）、nQ（t）為 I、Q 信道的高斯白噪聲，CI（t）、CQ（t）分別是 I、Q 信道的 PN序列。

直擴零中頻信號數字接收如圖1所示。

圖1 直擴零中頻數字接收Fig.1 Digital receiver of direct-sequence spread spectrum

接收和處理過程如下：首先對從天線接收下來的信號進行模擬正交下變頻到零中頻，將信號分成I、Q兩路基帶信號，然后，分別進行A/D同步采樣。采樣后的兩路數據送入PN碼捕獲電路，完成掃頻和PN碼粗同步。捕獲完成后，將結果提供給跟蹤電路，在環路中同時進行PN碼精同步和載波跟蹤。如果實現了碼同步和載波跟蹤，則結果輸出給信道糾錯等后續處理；如果在跟蹤過程中出現失鎖，則輸出觸發信號給捕獲電路，重新開始碼捕獲和跟蹤。

1.1 碼捕獲

對直接序列擴頻信號的解調，都需要先同步發射機所發信號的PN碼相位，即在本地端產生與接收到的PN信號完全同相的PN序列，而接收到的PN信號通常是附加于用戶數據之上的。一旦PN碼同步上，用本地碼發生器所產生的PN碼與接收信號相乘就可獲得所需的數據。

捕獲的原理框圖如圖2所示。

圖2 碼捕獲結構Fig.2 The structure of code acquisition

將它們分別乘以兩個本地參考PN碼，然后在檢測區間上進行積分得到

其中，T 是積分區間上限，RCI（τ）和 RCQ（τ）分別是 CI（t）和CQ（t）的時域平均自相關函數，噪聲項N1和N2分別定義為X（t）和 Y（t）中噪聲項的積分。 于是有

其中 R（τ）=RCI（τ）+RCQ（τ）。

最后，將Zm=的結果送入判決模塊。

1.2 碼跟蹤及載波跟蹤的算法

捕獲到的PN碼相位送入跟蹤模塊后，立刻啟動PN碼跟蹤和載波跟蹤模塊，原理結構見圖3。在圖中，輸入信號分成I、Q 兩路，送入 E（超前）、P（即時）、L（延遲）路處理，與本地載波和本地PN碼交叉相乘、累加，將結果輸入到碼跟蹤環和載波跟蹤環中，通過鑒相器、環路濾波器、NCO動態調整本地產生的PN碼相位和載波相位[6]。

圖3 碼跟蹤結構Fig.3 The structure of code tracking

由于 rI（t）和 rQ（t）為零中頻信號，與本地載波 NCO 產生的正交序列sin（w1t）和cos（w2t）相乘之后的倍頻項無法采用低通濾波器濾除，因此，需要交叉結構處理后才送入鑒相器。圖4給出了E、L兩路處理模塊的交叉結構，而P路結構中數據經過積分累加后直接輸出給載波環路鑒相器。

圖中的 sI（t）、sQ（t）與本地載波相乘得到

它們分別乘本地兩個本地參考PN碼得

其中τ為輸入PN序列和本地參考PN序列的定時時差，{nij（t）}包括噪聲、信道間干擾及正交干擾[3]。 SII2、SIQ2、SQI1、SQQ1、SQI2和SQQ2類似可得。

將八路數據交叉相加得到，

圖4 E、L路交叉結構Fig.4 The structure of channel E and channel L

其中 R（t）是 CI（t）、CQ（t）的時域平均自相關函數。 具體形式為，

根據式（13）、（14）、（15）、（16），經過相加運算和積分累加后得到

其中M為積分累加區間，N1、N2為噪聲項的積分。

P路處理模塊將式（18）、（19）的數據直接輸出給載波環路鑒相器。E、L路處理模塊將式（20）的結果輸出給碼鑒相器，

產生的超前、即時、延遲三路信號，送入鑒相器產生定時誤差：

環路濾波器采用二階環路濾波器，其中w0=BL/0.53為環路濾波器諧振頻率，BL為環路噪聲帶寬，BL一般根據實際應用即噪聲情況由仿真得到，T為信息符號周期。

2 實驗結果及說明

為驗證算法的性能，對采集的實際cdma移動通信下行鏈路信號進行解調處理，本文的零中頻接收算法完全可以達到較好的誤碼性能。實際信號中心頻率為878.49 MHz，信息碼速率 19.2 kbit/s，PN碼碼長 215=32 768，PN碼速率為1.228 8 Mbit/s。捕獲和跟蹤電路中都采用了512個碼片能量積累判決。實驗中利用軟件程序分別對導頻信道、同步信道和尋呼信道的信號數據進行了解調處理。

圖5顯示了導頻信道解調結果，導頻信道作為解調其他信道的相干參考信道，持續發送數據為邏輯‘0’，所以星座圖數據都在坐標軸的正半軸 （解調結果圖中的數據都經過了0→1、1→－1映射處理）圖6顯示了同步信道解調結果，同步信道以固定幀反復廣播同步信息，在每幀最后剩余補1，所以同步信道I路解調數據最后有連續負值出現；圖7顯示了尋呼信道解調結果。圖5～7中星座圖顯示的都是解調環路穩定后的結果，結果顯示本文提出的算法對QPSK調制的直接序列擴頻信號具有較好的解調效果。

圖5 導頻信道解調結果Fig.5 The demodulation result of pilot channel

圖6 同步信道解調結果Fig.6 The demodulation result of synchronization channel

3 結束語

圖7 尋呼信道解調結果Fig.7 The demodulation result of paging channel

本文針對cdma2000直接序列擴頻信號提出一種零中頻數字接收機的基帶處理算法，并詳細闡述了PN碼捕獲、跟蹤算法和載波跟蹤等算法。利用本算法對實際cdma移動通信信號進行同步解調實現，證明本文設計的零中頻數字接收機基帶算法的正確性和有效性，為針對DSSS通信系統的偵收和干擾提供了有效借鑒。

[1]韋惠民.擴頻通信技術及應用[M].西安電子科技大學出版社，2007.

[2]吳偉陵，牛凱.移動通信原理[J].北京：電子工業出版社，2006.

[3]Behzad.Design considerations for direct-conversion receivers[J].IEEE Trans.Circuits ans System—Analog and Digital Signal Processing，1997，44（6）:23-26.

[4]Da Yon.Zero IF topology[J].Electronics Letter，2000（12）:44-48.

[5]Jhong Sam Lee，Leonard E.Miller.CDMA系統工程手冊[M].許希斌，周世東，等譯.人民郵電出版社，2001.

[6]Mohamed Khalid Nezami.Wireless digital receiver design:synchronization in wirelesscommunication systems[M].Artech House，2003.