基于Boost變換器的多脈波整流技術的諧波抑制研究

劉芳等

摘 要： 在整流系統中，往往存在著大量的諧波，為減輕它們對電網的影響，結合多脈波整流技術構建了一種基于Boost變換器的諧波抑制電路。電網交流電經過變壓器移相，又經不控整流電路得到直流電壓，采用兩個Boost電路并入負載，最終通過對Boost電路的控制達到進一步抑制電流諧波的目的。仿真結果表明，這種方法能夠在多脈波整流電路的基礎上進一步抑制交流側輸入電流的諧波，以達到更好的諧波抑制效果。

關鍵詞： 電網； Boost變換器； 多脈波整流； 諧波抑制

中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2015）12?0146?04

0 引 言

對于電網而言，很多電力電子裝置都屬于非線性負荷，如變流器或斬波器等。它們派生出來的有害高次諧波注入電網，給電網帶來了嚴重的污染。在電能變換中，電力電子裝置的功率因數一般較低，無功功率較大，若不對諧波進行有效的抑制，這些問題很有可能使電能質量急劇下降，給電網帶來額外的負擔，增加用電設備的損耗，降低其效率、壽命。因此，近些年來，諧波和無功問題一直是人們要解決的問題之一。多脈波整流技術在提高整流器性能方面有著較好的優越性，對于解決諧波問題也有其優點，但并不能做到完全的解決。因此，本文在多脈波整流系統的基礎上構建了一種基于Boost變換器的諧波抑制電路，并針對設計對象進行了仿真驗證。仿真結果表明，該技術能夠有效地抑制交流側輸入電流的諧波。

1 主電路的結構及分析

圖1為基于Boost變換器的多脈波整流系統原理圖，其整流環節采用的是多脈波整流技術。電網交流電壓經過變壓器后發生移相，由于二次側變壓器的相序不同，使得上下兩組變壓器的輸出電壓相位錯開[1]。這兩個不同相位的電壓分別經過兩個不控整流電路整流，相位差的存在使得整流橋產生的諧波相互抵消，諧波在一定程度上便得到了抑制。在直流側，采用了兩組Boost電路并聯至負載的方式，利用控制電路來控制兩組Boost電路中開關管的通斷，從而抑制輸入電流諧波。

1.1 移相變壓器的結構與匝數比

移相變壓器采用[ΔΔ-Y]接線方式，變壓器二次側電壓相位相差30°，輸出電壓為12脈波，電壓紋波明顯減小。同時輸出電流也為12脈波，低次諧波大幅度降低[2]。取三個繞組的相對匝數比為：

[N1∶N2∶N3=1∶1∶13] （1）

這樣，兩組整流橋輸入線電壓相等。根據變壓器的結構及匝數比，整流橋的輸出電壓平均值將會相同。如果要改變整流輸出電壓值，可通過改變變壓器匝比實現。

1.2 Boost電路的參數選擇

由于兩組Boost電路同時并入負載，可以省去了平衡電抗器的設計使用，同時可通過控制電路實現直流側的輸出電壓調節。

1.2.1 電感的選擇

Boost變換器中的電感一端連接到輸出電壓，另一端則連接到輸入電壓，其交變頻率為開關頻率。在DC?DC變換器中，電路最終會到達如圖2所示的“穩態”。狀態1期間，輸入電壓被加到電感的兩端；狀態2期間，輸入電壓與電感共同向負載與電容供電。所以，在狀態1電感電流增大，在狀態2電感電流減小[3]。

由圖2可知，電感的[Imax]與[IDC]、[IPP]之間存在線性關系。具體如下：

[Imax=IDC+IPP2=IDC+VC×（1-D）2Lf] （2）

[Imin=IDC-IPP2=IDC-VC×（1-D）2Lf] （3）

式中：f為開關頻率；D為占空比。

通過應用周期平均電流法的穩態情況，先求出[IDC]與負載電流的關系，從而確定出前者，然后再根據實際的負載情況，選擇[IPP]，從而確定電感的大小。圖3是電感值不同時整流橋輸出的電流的仿真波形，可通過波形的比較得出適合的電感值。由圖3可知電感值在額定值[L=7 mH]時，輸出電流波形較好。電感L減小時輸出電流波形底部出現削尖。因此還是選擇[L=7 mH]較為理想（滿足自然諧振頻率SRF大于轉換器的開關頻率）。

1.2.2 電容的選擇

電容取不同值時負載兩端的電壓波形如圖4所示。由圖可知，電容取值越大，濾波效果越好，但是容量越大，體積越大[4]?？紤]實際情況，選[C=1 000 μF]就可滿足要求。

2 控制電路及原理

控制電路針對Boost電路設計，目的是使得Boost電路的輸入電壓和輸入電流同相位，且均為正弦半波，實現功率因數校正。該控制電路采用雙閉環設計，其中內環用來控制輸入電流，外環用來控制輸入電壓，內外聯動，保障系統功能實現?？刂齐娐吩韴D如圖5所示。

電壓環的給定電壓[ud*]決定了最終的輸出電壓，把它與負載兩端的電壓進行比較，差值送入電壓調節器[PI1]中，經過比例積分變換后的輸出[id]作為電流給定信號中反應電流大小的部分[5]，當負載發生變化時，輸出電壓產生變化，則[id]同時變化，該電流既能反映負載電流的大小，也能反應電感電流[iL]的大小。通過乘法器把[id]和[sinωt]相乘，實際上是用[ud1]代替的。在內環中，反饋變送環節將檢測到的電感電流[iL1]與[iL1*]進行比較做差，差值送入電流調節器[PI2]中，經[PI2]調節后，再與載波（三角波）進行比較，得到的信號即為控制開關器件VT的PWM信號[6]。經過此PWM信號控制后，該Boost電路的輸入電流[iL1]就能很好地跟蹤指令電流[iL1*]，[ud]也能跟蹤給定電壓[ud*]。

控制電路中給定正弦和載波的獲取依靠下述電路實現。

利用圖6所示同步變壓器，采用Y?Y與Δ?Δ接法，一次側與主電路變壓器的二次側輸出電壓連接，這樣即實現了高壓側與低壓側的隔離，也保障了信號的同步，同時采用RC濾波，避免網側高頻干擾影響控制電路。另外，還可以利用同步電壓信號經過邏輯電路、積分電路等生成載波信號，完成整個控制電路功能。

圖6 同步變壓器與RC低通濾波電路

3 系統仿真及結果

對上述基于Boost變換器的多脈波整流系統在Matlab中進行建模仿真，仿真圖如圖7所示。

其中給定指令信號電壓[ud*=400 V]（仿真中直流側的期望輸出電壓值為400 V）。參考電流環預測控制算法[7]和電流電壓雙閉環控制應用分析[8]。[PI1]的參數為：[P1]=0.04，[I1]=0.002；[PI2]的參數為：[P2]=0.001，[I2]=0.005。仿真結果如圖8、圖9所示。

圖8（a）為不帶Boost變換器時系統輸入電流[ia]的波形及其諧波分析，由圖可知，電流的波形與正弦差距較大，11、13次諧波明顯，[ia]的THD值為9.38%；圖8（b）是帶有Boost變換器時的情況，波形很接近正弦波，低次諧波基本都被抑制，[ia]的THD值為2.20%。兩者比較，諧波畸變率有明顯減小[9]。

帶有Boost變換器的多脈波整流系統工作時，負載兩端電壓[ud]、電流[id]的波形如圖9所示，[ud≥400 V]，[id≥25 A]，與給定要求基本一致，由于啟動時有較大的電路沖擊，所以開始階段有一定的超調，但最終會穩定到要求范圍內[10]。

4 結 語

本文對構建的多脈波整流電路進行了設計及仿真。仿真結果表明，在多脈波整流系統的直流側增加Boost變換器，能夠實現對諧波的進一步抑制，同時降低了輸出電壓紋波，幫助系統更高效的運行。

參考文獻

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