微波加熱用磁控管電源的設(shè)計(jì)

陳家新， 湯 勇， 沈 勇， 王珍珍， 胡 成

（東華大學(xué) 信息科學(xué)與技術(shù)學(xué)院， 上海 201620）

微波加熱與傳統(tǒng)的加熱相比，具有加熱均勻、速度快、熱利用效率高等優(yōu)點(diǎn)，所以微波加熱技術(shù)在各個(gè)領(lǐng)域也得到越來越廣泛的應(yīng)用。 用于產(chǎn)生微波的磁控管是微波加熱器的核心元件，它可以將直流電能轉(zhuǎn)換為微波能，所以說設(shè)計(jì)微波加熱電源的關(guān)鍵實(shí)質(zhì)上就是給磁控管提供電源[1-2]，一般為4 000 V 左右的高壓直流電。 目前中國市場上的大部分磁控管供電電源都是采用工頻變壓器升壓后半波倍壓整流的工作方式， 但是這樣的設(shè)計(jì)方案帶來的問題是電源的效率低、體積大、重量重，磁控管的使用壽命大大降低，所以設(shè)計(jì)一款效率高、體積小、重量輕的微波加熱用磁控管電源就顯得意義非常重大。

近些年來，諧振變換器由于其效率高、EMI 小、能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)等一系列優(yōu)點(diǎn)得到越來越多的關(guān)注和研究。 LLC 諧振變換器由于兼具串聯(lián)諧振變換器和并聯(lián)諧振變換器的優(yōu)點(diǎn)，也得到更多國內(nèi)外研究學(xué)者的重視和青睞，對這一拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的理論研究和分析也更加深入。 但是這些研究內(nèi)容都局限于低電壓、小功率的應(yīng)用場合，沒有牽涉到輸出幾千伏的高電壓、上千瓦的大功率的應(yīng)用領(lǐng)域。所以本文提出將LLC 諧振變換器用于高電壓、大功率的應(yīng)用場合，利用半橋LLC 諧振變換器作為主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)一款微波加熱用磁控管供電電源[3-4]。為了提高輸出電壓，輸出端采用倍壓整流電路，給負(fù)載磁控管的陽極提供高壓直流電。采用這種LLC 諧振變換器和倍壓整流相結(jié)合的工作方式， 會使得磁控管供電電源效率高、輸出電壓穩(wěn)定，大大提高磁控管的使用壽命[5]。

目前市面上的仿真軟件特別多， 而且功能都很強(qiáng)大，其中，SABER 具有更加豐富的元件庫和更加精確的分析能力，仿真效果逼真直觀， 所以SABER 在電源仿真領(lǐng)域有著非常廣泛的應(yīng)用[6-7]。文中在給出半橋LLC 諧振變換器主電路的參數(shù)設(shè)計(jì)后，利用SABER 軟件進(jìn)行仿真，給出仿真結(jié)果，對理論分析進(jìn)行驗(yàn)證。

1 主電路原理圖與工作原理

1.1 主電路原理圖

磁控管供電電源的主電路原理圖如圖1 所示，采用半橋LLC 諧振變換器作為主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，輸出端采用倍壓整流的方式給磁控管陽極供電。 其中，Ug為交流輸入市電，D1、D2、D3、D4、L 和C 組 成 整 流 濾 波 電 路，VD1 和VD2 分 別 是Q1 和Q2 的體二極管。 Ug1和Ug2是固定0.5 占空比且?guī)в兴绤^(qū)時(shí)間的觸發(fā)脈沖， 由單片機(jī)產(chǎn)生， 分別驅(qū)動開關(guān)管Q1 和Q2，能有效防止上下兩個(gè)管子直通。Q1 和Q2 的寄生電容、緩沖電容和各種雜散電容之和等效為C0，Cr是串聯(lián)諧振電容，Lr是 變 壓 器 的 漏 感，Lm是 變 壓 器 的 勵 磁 電 感，Cr、Lr和Lm組 成LLC 諧振電路。 T 為高頻變壓器，N2 為高壓繞組，N3 為燈絲繞組。 VD3、VD4、C3 和C4 組成倍壓整流濾波電路為負(fù)載磁控管M 的陽極提供高壓直流電。

1.2 LLC 諧振變換器工作原理

圖1 磁控管供電電源主電路原理圖Fig. 1 The principle diagram of the magnetron power supply main circuit

LLC 諧振變換器電路有兩個(gè)諧振頻率，一個(gè)是諧振電感Lr和諧振電容Cr諧振產(chǎn)生的串聯(lián)諧振頻率fr，另一個(gè)是勵磁電感Lm加上串聯(lián)諧振電感Lr與諧振電容Cr諧振產(chǎn)生的串并聯(lián)諧振頻率fm。 其中，

開關(guān)管的工作頻率為fs， 在實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)通常讓開關(guān)管的工作頻率在fm＜fs≤fr的范圍內(nèi)，這樣可以很方便地實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通，從而實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)[8]。 磁控管供電電源主電路的主要波形如圖2 所示， 從圖中可以看出，Q1 和Q2 互補(bǔ)導(dǎo)通且留有死區(qū)時(shí)間，諧振電容Cr的電壓波形和串聯(lián)諧振電感Lr的電流波形都呈正弦規(guī)律變化。

圖2 LLC 諧振變換器主電路的主要波形Fig. 2 The main waveform of the LLC resonant converter main circuit

1.3 變壓器偏磁飽和解決方法

變壓器偏磁是半橋變換器中存在的一個(gè)普遍現(xiàn)象，并且偏磁導(dǎo)致的后果非常嚴(yán)重。 目前的文獻(xiàn)中提出的方法和措施都只能緩解變壓器偏磁，但是不能從根本上解決問題，這里給出一種新穎的能夠從根本上解決變壓器偏磁飽和問題的方法。

在EE 型變壓器的兩側(cè)中間各開一個(gè)很小的氣隙， 各插入一個(gè)單極性霍爾傳感器開關(guān)，霍爾傳感器的輸出接到單片機(jī)進(jìn)行采樣，實(shí)時(shí)檢測變壓器的磁感應(yīng)強(qiáng)度B 的大小。 當(dāng)單片機(jī)檢測到由高到低變化的電平時(shí)，說明磁感應(yīng)強(qiáng)度B 已增加到飽和值， 此時(shí)把該電平翻轉(zhuǎn)信號傳遞給單片機(jī)的FLT0引腳，關(guān)閉半橋變換器的Ug1和Ug2脈沖，從而實(shí)現(xiàn)了從根本上有效解決變壓器的偏磁飽和問題。 此方法簡單有效，成本較低，可靠性較好。

2 半橋LLC 諧振變換器的建模

為了便于分析，將半橋LLC 諧振變換器主電路原理圖進(jìn)行分解，劃分成開關(guān)網(wǎng)絡(luò)、諧振網(wǎng)絡(luò)和倍壓整流網(wǎng)絡(luò)3 個(gè)部分模型，如圖3 所示。 假設(shè)開關(guān)管的工作頻率fs接近于串聯(lián)諧振頻率fr，下面用基波分析法分別對這三部分進(jìn)行建模分析。

2.1 開關(guān)網(wǎng)絡(luò)

開關(guān)網(wǎng)絡(luò)的輸入為Uin， 它是市電經(jīng)過整流濾波后得到的直流電壓。 對開關(guān)網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓Uio（t）進(jìn)行傅里葉分解，可得

其基波電壓為

基波電壓分量有效值為

2.2 倍壓整流網(wǎng)絡(luò)

倍壓整流網(wǎng)絡(luò)的輸出為磁控管的陽極提供高壓直流電，設(shè)輸出穩(wěn)定電壓為U0， 同樣的采用傅里葉分解計(jì)算化簡后，得倍壓整流網(wǎng)絡(luò)輸入電壓的基波分量有效值為

圖3 半橋LLC 諧振變換器模型Fig. 3 The model of the half-bridge LLC resonant converter

負(fù)載磁控管可以等效為電阻值固定的RL，高頻變壓器初次級繞組的匝數(shù)比為n，將負(fù)載RL折算到高頻變壓器原邊的等效電路如圖4 所示，其中

圖4 變壓器原邊等效電路圖Fig. 4 The principle diagram of the magnetron power supply main circuit

2.3 諧振網(wǎng)絡(luò)

諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入電壓就是開關(guān)網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓，諧振網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓就是倍壓整流網(wǎng)絡(luò)輸入電壓的n 倍，所以諧振網(wǎng)絡(luò)的增益為

由圖4 可以看出諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗為

其中，ωs=2π fs。 諧振網(wǎng)絡(luò)的交流電壓增益為

從而可得諧振網(wǎng)絡(luò)的直流電壓增益為

由式（8）和式（12）相等可得LLC 諧振變換器的直流電壓增益為

3 主電路參數(shù)設(shè)計(jì)

LLC 諧振變換器工作的核心就是參與諧振的Cr、Lr和Lm，這3 個(gè)諧振參數(shù)的設(shè)計(jì)對于整個(gè)LLC 諧振變換器的工作效率和工作性能起著至關(guān)重要的作用。

3.1 勵磁電感Lm 的設(shè)計(jì)

為了實(shí)現(xiàn)變換器的軟開關(guān)，開關(guān)管Q1 和Q2 必須要能夠零電壓開通， 那么諧振電流必須使得等效電容C0在死區(qū)時(shí)間Td內(nèi)完全充電或放電，設(shè)變換器的工作效率為η，則勵磁電感Lm的設(shè)計(jì)要滿足

3.2 諧振電容Cr 和諧振電感Lr 的設(shè)計(jì)

電感系數(shù)λ 的計(jì)算公式為

那么，諧振電感Lr為

諧振電容Cr可求出為

至此，LLC 諧振變換器最重要的3 個(gè)核心參數(shù)都設(shè)計(jì)出來了，這也是實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)必須參考的計(jì)算法則。

4 仿真結(jié)果

本文以負(fù)載磁控管的輸出功率1 000 W、陽極電壓4 000 V、諧振頻率20 kHz 為例，用仿真軟件SABER 對所設(shè)計(jì)的磁控管供電電源主電路進(jìn)行仿真，得出仿真結(jié)果。 經(jīng)過多次仿真與參數(shù)計(jì)算修正后，確定諧振參數(shù)分別為：Cr=4 μF，Lr=16 μH，Lm=45 μH。死區(qū)時(shí)間設(shè)置為Td=1.5 μs，磁控管M 的等效電阻值算出為16 000 Ω， 主電路SABER 仿真原理圖及各元件參數(shù)如圖5 所示。

圖5 主電路SABER 仿真原理圖Fig. 5 The principle diagram of the main circuit SABER simulation

用SABER 軟件對所設(shè)計(jì)的主電路進(jìn)行仿真， 得到的仿真結(jié)果如圖6 所示。 圖中從上至下的波形依次為：開關(guān)管Q1的驅(qū)動電壓波形、Q1 的漏-源極電壓波形、開關(guān)管Q2 的驅(qū)動電壓波形、Q2 的漏-源極電壓波形和諧振電容的電壓波形。

圖6 主要仿真波形Fig. 6 The main simulation waveform

從圖中可以清楚地看到， 開關(guān)管Q1 和Q2 互補(bǔ)導(dǎo)通，占空比為0.5 且留有死區(qū)時(shí)間，當(dāng)驅(qū)動信號Q1 到來時(shí)，開關(guān)管Q1 上的電壓已經(jīng)降為零， 所以開關(guān)管Q1 實(shí)現(xiàn)了零電壓開通；當(dāng)驅(qū)動信號Q2 到來時(shí)，開關(guān)管Q2 上的電壓已經(jīng)降為零，所以開關(guān)管Q2 也實(shí)現(xiàn)了零電壓開通。這樣，開關(guān)管Q1 和Q2就都實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)。 由于LLC 諧振變換器發(fā)生諧振，諧振電容Cr兩端的電壓波形呈正弦規(guī)律變化。這些都與理論分析是完全一致的，說明設(shè)計(jì)的主電路參數(shù)是正確的。

輸出電壓波形如圖7 所示，從圖中可以看出，輸出電壓的紋波比較小，輸出電壓比較穩(wěn)定。 用SABER 自帶的示波器測量工具測得輸出電壓的平均值為4 054.1 V，仿真所得的實(shí)際電壓與要求的4 000 V 電壓非常接近，精度比較高。

以上仿真結(jié)果表明，前面的理論分析是正確的，主電路各部分參數(shù)設(shè)計(jì)是合理的，本文所設(shè)計(jì)的微波加熱用磁控管電源是可行的，說明了本文所做的工作是有意義的，對于微波加熱電源領(lǐng)域具有很大的實(shí)際參考價(jià)值。

5 結(jié) 論

圖7 輸出電壓波形Fig. 7 The output voltage waveform

文中采用半橋LLC 諧振變換器和倍壓整流相結(jié)合的方式設(shè)計(jì)了一款微波加熱用磁控管供電電源，利用基波分析法對主電路進(jìn)行了建模分析，完成了LLC 諧振變換器的核心參數(shù)設(shè)計(jì)，并提出了一種從根本上解決變壓器偏磁飽和問題的解決方案，用仿真軟件SABER 對所設(shè)計(jì)的主電路進(jìn)行仿真，驗(yàn)證了理論分析的正確性。 仿真結(jié)果表明該設(shè)計(jì)方案可以讓半橋LLC 諧振變換器主電路可靠高效工作， 實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，可以作為負(fù)載磁控管的供電電源。

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