基于LLC諧振的微型光伏并網逆變器研究

廖鴻飛，熊 宇，王志強

（1.中山火炬職業技術學院 電子工程系，中山 528436；2.華南理工大學 電力學院，廣州 510641）

0 引言

微型光伏并網逆變器由于能對單個光伏組件的最大功率點進行跟蹤，有效克服了傳統集中式光伏并網逆變器的缺點，發電量得到大大提高并且擴展靈活，因此在新能源利用中展示了其巨大的潛力[1,2]。

由于微型光伏并網逆變器功率較小，因此由反激變換器構成的微型并網逆變器受到了關注。但由于反激變換器工作于硬開關狀態，其效率較低，并且紋波較大，因此文獻[3,4]提出了交錯并聯有源箝位反激拓撲，雖然改善了基于反激變換器的微型并網逆變器的性能，但是其結構較為復雜，并且反激變壓器單向磁化，其變壓器利用率較低。

諧振變換器可以使功率器件在全負載范圍內實現軟開關，具有很高的變換效率，能減小逆變器的體積，因此研究者對由串聯諧振變換器構成的微型光伏并網逆變器進行了深入研究[5]。但由于串聯諧振變換器增益曲線較為平緩，頻率變化范圍較寬，負載調節特性較差，因此M.Harfaman-Todorovic等人提出了采用具有較好調節特性的LLC諧振變換器為微逆變器的前級[6]，但其LLC變換器只做直流升壓，后級仍采用了高頻全橋逆變，由于高頻全橋逆變電路開關損耗較大，驅動復雜，在小功率場合，成本較高，并且效率較難優化[7]。

本文提出了一種新型的基于LLC諧振的微型并網逆變器，采用LLC諧振變換器作為微型并網逆變器的DC/DC變換級，將光伏電池輸出的直流電轉換成與電網電壓同頻同相的直流正弦半波電壓電流；后級采用由晶閘管構成的工頻極性轉換電路作為并網逆變器的DC/AC級，將 DC/DC變換級輸出的直流正弦半波電壓電流逆變成與電網電壓同頻同相的交流電。經實驗驗證，其工作可靠，效率較高。

1 系統結構與控制系統設計

1.1 系統的組成結構

微型并網逆變器的系統結構如圖1所示。PV為光伏電池，Cd為功率解耦電容。整個逆變器由LLC諧振變換器，DC/AC變換器兩級所構成。

圖1 系統構成

LLC諧振變換器的功能是將光伏電池板輸出的低壓直流變換成與電網電壓同頻同相的直流正弦半波電壓電流，其結構如圖1所示。由于微型并網逆變器只與單組太陽能電池板連接，輸出功率較小、輸入電壓較低，因此采用半橋LLC諧振變換器作為主電路能減小器件帶來的損耗。Lr為串聯諧振電感，Lm為變壓器激磁電感，Cr為串聯諧振電容。同時為了能向電網輸出功率，其輸出電壓應等于電網電壓最大值，電壓較高，因此LLC諧振變換器輸出采用由D1，D2，D3，D4構成的全橋整流結構，C1為高頻濾波電容，濾除LLC諧振變換器輸出的高頻紋波。

DC/AC級是由晶閘管S1，S2，S3，S4構成的工頻極性轉換電路，只起到開關切換的作用，將LLC諧振變換器輸出的直流正弦半波電壓電流逆變成與電網電壓同頻同相的交流電，經EMI濾波器輸出給交流電網。與高頻全橋逆變相比，工頻極性轉換電路開關頻率低，開關損耗較低，驅動簡單，成本也較低。

1.2 控制系統設計

本方案的控制系統示意圖如圖2所示，整個控制系統由輸出AD采樣，鎖相環PLL，MPPT計算，PI電流調節，LLC控制及極性轉換控制等部分構成。

圖2 控制系統框圖

要對并網電流進行精確控制，首先需要得到并網電流誤差值Ier，即參考電流Iac-ref和輸出電流Iac之差。并網輸出電流Iac可以通過對并網逆變器輸出直接采樣得到；參考電流Iac-ref先通過對光伏電池的輸出電流電壓采樣，再經MPPT運算后與電網電壓同頻同相的正弦半波相乘得到。

LLC諧振變換器的驅動信號由LLC控制器根據并網電流誤差值Ier經PI運算后的誤差信號產生。工頻極性轉換電路的控制信號可以通過鎖相環PLL對電網電壓過零點進行采樣得到。

2 LLC諧振變換器的設計

由于微型并網逆變器中的LLC諧振變換器輸出的電壓電流為正弦半波，因此其控制方式、負載等效和參數設計方式和傳統LLC存在一定區別。

2.1 LLC諧振變換器的增益控制

LLC諧振變換器是通過調整諧振網絡增益來調節輸出電壓的， LLC諧振網絡的交流增益為[8]：

在本方案中，LLC諧振變換器的輸出電壓為逆變器輸出電壓經工頻極性轉換電路反向整流得到，即輸出電壓為正弦半波，因此在一個工頻周期內，其增益變化范圍較大。

在交流過零點附近，輸出電壓非常低，增益將非常小。圖3所示為LLC諧振變換器增益曲線，Mmin是所需的最小增益，其與增益曲線的相交點對應于不同負載下的歸一化頻率。從圖中可見，當增益很小時，LLC諧振變換器的頻率將非常高，這對于變換器的效率優化是不利的。由于在交流過零點附近，LLC諧振變換器輸出的功率非常小，因此LLC諧振變換器在過零點附近應進入間歇工作模式。

圖3 LLC諧振變換器的增益曲線

LLC諧振變換器的間歇工作模式如圖4所示[9]，在間歇工作模式時，輸出將有低頻紋波 ΔVO，圖中Tburst為間歇的時間，Ton為間歇工作時間，Toff為間歇關斷時間。從圖中可以看到，在Ton期間，半橋LLC諧振變換器的開關管Q1，Q2交替導通，向輸出提供能量，輸出電壓增加，其增量為 ΔVO。在Toff期間，輸出電壓將降低。

圖4 LLC諧振變換器間歇工作模式示意圖

為使系統獲得較高的效率，可以使Ton期間，開關管的開關頻率fs為諧振頻率fr。同時為了減小輸出電壓紋波 ΔVO，使輸出波形盡量平滑，應盡可能減小Ton的時間，并根據輸出電壓值調整所需的Tburst。

2.2 負載等效

在微型光伏并網逆變器中，LLC諧振變換器的輸出電流為正弦半波，其輸出功率在一個工頻周期內是不斷變化的。但由于并網逆變器的輸出為單位功率因數，即電壓和電流為同相，因此LLC諧振變換器的負載可等效為一個電阻，其等效負載電阻為：，其中為交流電網電壓的有效值，Po為并網輸出功率。

對于LLC諧振變換器，為了方便分析和計算，通常將輸出負載電阻等效至原邊，構成如圖5所示的等效電路，其原邊交流等效電阻為：，其中n為變壓器原副邊匝比。

圖5 LLC諧振電路的等效電路圖

2.3 參數的優化設計

由于LLC諧振變換器中的功率器件均實現了軟開關，因此其開關損耗較小，一般以導通損耗占主導。而LLC諧振變換器的電流有效值和導通損耗隨電感比k的增加而減小[8]，這意味著增加激磁電感Lm，可以減小激磁電流，提高效率。但由于在死區時間內，激磁電流需要給寄生電容放電，使MOSFET實現ZVS，因此激磁電感Lm有最大值。

在死區時間內，激磁電流應該大于寄生電容放電所需電流，因此有：，式中Td為死區時間，Czvs為MOSFET的寄生結電容。

由于在開關管導通過程中，輸出電壓通過變壓器折射回原邊，激磁電感被輸出電壓箝位，激磁電流線性上升，在開關管關斷時達到最大值，因此激磁電流峰值為：

同時LLC諧振變換器參數的設計還應滿足軟開關的要求，由圖3可知，LLC諧振變換器的輸入阻抗為：，要使其實現軟開關，必須使諧振網絡工作于感性區域，即阻抗角大于零。因此可得到實現ZVS的最大Q值為：其中Mmax為所需的最大交流增益。

3 實驗驗證

為驗證本方法的可行性，制作了250W實驗樣機，樣機參數如表1所示。

表1 實驗樣機參數列表

逆變器輸出250W時的輸出電壓和電流波形如圖6所示，從圖中可以看出，輸出并網電流為正弦波，波形基本沒有畸變，諧波含量非常低。圖7為正弦波峰值點時LLC諧振變換器諧振電流ir和下管Q2的漏源極電壓vds的波形，從圖中可以看到，LLC諧振變換器諧振網絡的電壓超前于電流，諧振網絡呈感性，開關器件工作于零電壓開關狀態。圖8為整機效率曲線，在滿載時，整機效率為96%，效率比其他并網微逆變器高，達到節能的目的。

圖6 并網電壓電流波形

圖7 LLC諧振變換器工作波形

圖8 整機效率曲線

4 結論

本文提出了一種由LLC諧振變換器和工頻極性轉換電路構成的微型并網逆變器。LLC諧振變換器將光伏電池板輸出的低壓直流變換成與電網電壓同頻同相的直流正弦半波電壓電流；工頻極性轉換電路構成的DC/AC變換器將LLC諧振變換器輸出的直流正弦半波電壓電流逆變成與電網電壓同頻同相的交流電，經EMI濾波器輸出給交流電網。文中給出了主電路參數和控制系統設計方法，最后制作了250W實驗樣機，經實驗驗證，基于LLC諧振的微型并網逆變器具有效率高，輸出電流波形畸變小的特點。

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