大功率逆變器輸出波形的雙環控制

夏星煜，鄒廣平，榮 軍

?

大功率逆變器輸出波形的雙環控制

夏星煜，鄒廣平，榮 軍

（武漢船用電力推進裝置研究所，武漢 430064）

根據大功率高性能逆變器技術要求，提出了一種電壓外環，電流內環的雙環控制方式，并通過matlab建模仿真驗證了其控制方式對逆變器輸出波形的改善作用。

逆變器 雙環控制 PI調節

1 逆變器控制技術概述

近些年，逆變器輸出波形的控制逐漸成為了研究人員對變換電源研究的熱點問題，其控制技術主要解決的問題就是輸出帶不同的負載條件（純阻性負載、阻感性負載、阻容性負載等）下能否輸出穩定、符合要求的正弦波和在外部干擾突然變化的情況下能否快速、穩定的實現調節。所以，對實際的變換電源來說，主要看其是否能符合以下兩點性能要求：

1）穩態時輸出電壓波形畸變率，基波分量所占比重大并且無相位差，THD 值小等；

2）動態特性好，在外部擾動突然變化的情況下能快速實現調節，波形震動小。

目前對逆變器波形控制的技術主要有以下兩種方式：

1）基于周期波形反饋控制技術，就是采集一個周期內的電壓電流波形，然后與標準輸出波形作比較，對其進行校正和補償。

2）基于瞬時值反饋的波形控制技術，就是對逆變器輸出波形實時進行檢測，把檢測回的輸出值與參考值作比較來進行調節。主要包括瞬時值內環反饋控制技術，PID（單內環）控制技術，雙閉環控制技術，無差拍控制技術，線性多變量狀態反饋控制技術等。

目前，應用最廣泛的是 PWM控制技術。利用數字信號處理器（DSP）方便了建模仿真，用數字化控制系統取代了之前的模擬控制系統，簡化了控制系統，為其分析調節提供了可靠性。

2 逆變器雙環控制的技術策略

2.1 SPWM單相半橋逆變器數學模型

三相三線制逆變器，由于其電路結構的對稱性，可以把其等效為三個單相逆變器，所以本文在下面的研究對象均是單相半橋逆變器。

圖1是一單相半橋逆變器的主電路圖，其中d為直流母線電壓，i為橋臂輸出電壓，c為輸出電壓，為濾波電感，為實際濾波電感的阻抗值和開關管壓降、死區效應等實際情況中的等效值，為濾波電容，為時變的負載阻抗，0為負載電流，本文這里著重對0加以說明：0可以看做是輸出電流，由于負載阻抗是時變的，因而0也是時變的，在控制系統中就可以把其當作一個外部干擾信號，作為一個干擾量加入到控制系統當中，這樣就能更簡易的建立其數學模型。

狀態空間方程的表達形式跟所選擇的狀態變量和擾動變量有關，因而需要根據控制方案中的控制量對狀態變量及擾動變量進行選擇。本文后面均以電感電流值作為內環電容電壓值為外環的雙環結構來分析，所以這里選擇的狀態變量為電容電壓c和電感電流L。根據KCL、KVL方程可以較為容易的列出以[cL]為狀態變量，in為輸入量，0為擾動變量的狀態方程：

其中：C為電容電壓，in為橋臂輸出電壓，L為電感電流，0為負載擾動電流。由于單相逆變器的主電路為單相半橋，在使用雙極性PWM調制時，逆變橋輸出電壓in只可能是兩種情況，即為d/2或-d/2，因而方程（1）中in是不連續的，該狀態方程是非線性的。但此電路在開關管導通、關斷兩個過程中，in始終只保持兩個值不變，即該逆變器電路始終只是工作在這兩個狀態情況下，而且這兩個工作狀態的狀態方程不變，只是其中的一個狀態變量in發生了反向，所以分別對這個兩個狀態建模，列些出這兩個狀態的狀態方程就可以精確的分析逆變器的數學模型。

因為以上兩個狀態方程是相同，為了簡化計算，這里采用狀態空間平均法來將以上的兩個狀態方程合并為一個狀態方程進行分析，即用一個開關周期內的橋臂輸出電壓的平均值代替狀態方程（1）中的in，則可以得到連續的狀態空間方程。

則狀態方程（2）可表示為

式（2）便構成了單相半橋PWM逆變器的狀態空間平均模型。

若假設主流母線電壓d恒定不變，開關器件都是理想工作狀態功率開關，開關頻率比較高（不會與基波頻率和LC產生諧振），且不考慮死區效應，則逆變橋就可以簡化為一個增益比為K的放大器模型，即，這樣將其帶入式（2）就可以使整個逆變器線性化。

由狀態空間平均模型可以推導出雙輸入r(s)和0（s）作用時系統在頻域（s域）輸出響應關系的關系式：

對應的方框圖如圖2所示。

圖2 單相逆變器主電路方框圖

2.2電感電流內環的雙環控制模型分析

逆變器的開環運行，其抗干擾能力比較小，動態性能比較差，另外還有死區效應等多方面的因素使得輸出波形無法達到要求，不能滿足實際工程應用場合的要求，因此采用瞬時值反饋閉環控制技術在逆變器波形控制方面的應用就顯得尤為重要了。閉環控制技術也分單閉環和雙閉環控制技術，單閉環控制技術是當擾動產生作用于輸出電壓波形，是電壓波形發生改變之后才對系統進行調節，這樣在抵抗負載擾動方面就比較滯后，動態響應時間比較長，對其輸出波形調節也不是很理想。研究證明，當前高性能逆變電源的發展方向之一是以電流內環和電壓外環的雙環控制方案，該方案不僅能像單電壓閉環那樣對負載擾動之后對電壓波形進行調節，另外添加了電流內環，使得負載電流擾動產生之后就立刻反饋給控制系統進行調節，提高了系統的動態響應能力。

本文分析的電流內環的反饋量是電感電流，圖3為該雙環結構的逆變器電路結構，控制系統需要采集的量有：輸出濾波電容電壓c，輸出濾波電感電流L，以及負載擾動電流0。

電感電流內環的雙環控制框圖如圖4。其工作基本原理為：給定電壓值r與輸出電壓的反饋值c作比較，對得到的誤差進行PI調節（V），然后得到電流內環的參考值*L，*L再與電感電流L比較得到電流誤差，經過PI調節（i）得到最終控制量，對逆變器輸出波形進行控制。

圖3 基于雙環控制的逆變器主電路控制圖

圖4 基于雙環控制的系統框圖

為了不失一般性，電壓調節器G和電流調節器G均設計為PI調節器，其表達式為

3 仿真實驗結果

結合控制框圖4，并在MATLAB環境下的Simulink進行仿真，其參數選取為：直流輸入電壓d=680 V，輸出電壓C=220 V，負載電流擾動前饋補償系數=0.95時，非線性阻容性負載帶（3300 μF，10 Ω），并且在同一極點的情況下配置PI控制器的參數，最后通過仿真得到了如下的輸出電壓電流波形圖。

從圖5可以看出當=0.95時，基波的幅值削弱較小，輸出電壓波形畸變率THD為1.6%，滿足實驗要求。

圖5 α=0.95阻容性負載仿真波形

4 總結

本文以單相逆變器為研究對象，通過理論分析建立了其連續的數學模型，分析了影響開環逆變器輸出波形THD的主要因素，并提出了用電流內環和電壓外環的雙環控制方法；并且通過仿真驗證了雙環控制方法對逆變器輸出波形的改善，使其輸出波形的電壓畸變率大為降低，提高了系統的可靠性。

[1] Wyk J. Daan Van, Lee Fred C. Power electronics technology: Present Trends and Future Developments. Proceedings of IEEE, 2001, 89(6): 799-802.

[2] Baliga B. J. The future of power semiconductor device technology. IEEE Proceedings, 2001, 89(6): 822-832.

[3] Wyk J. D. Van. Power electronics technology at the dawn of a new century - past achievements and future expectations. Conference Record of IEEE- IPEMC, 2000: 9-20.

[4] 張鵬超, 三相電壓型PWM逆變器研究. 電力電子技術, 2010, 44（12）: 91-93.

[5] 彭力, 白丹, 康勇, 陳堅. 三相逆變器不平衡抑制研究. 中國電機工程學報, 2004, 24（5）: 174-178.

Double Loop Control for A High Power Inverter

Xia Xingyu, Zou Guangping, Rong Jun

(Wuhan Institute of Marine Electric Propulsion, Wuhan 430064, China)

TM464

A

1003-4862（2015）02-0071-03

2014-11-07

夏星煜（1990-），男，研究生。研究方向：電機與電器（電機控制）。