分布式發(fā)電系統(tǒng)中并網(wǎng)逆變器的控制策略研究

吳春秋，唐慧妍

（1.海軍駐上海江南造船（集團）有限責任公司 軍事代表室，上海 201913; 2.中國船舶重工集團公司第七一一研究所，上海 201108）

分布式發(fā)電系統(tǒng)中并網(wǎng)逆變器的控制策略研究

吳春秋1，唐慧妍2

（1.海軍駐上海江南造船（集團）有限責任公司 軍事代表室，上海 201913; 2.中國船舶重工集團公司第七一一研究所，上海 201108）

本文針對于LCL型三相并網(wǎng)逆變器的控制策略進行展開，重點分析三相并網(wǎng)逆變器在不同坐標系下的控制特性，最后基于SABER軟件搭建10kW系統(tǒng)進行仿真驗證。

分布式發(fā)電系統(tǒng)；LCL；并網(wǎng)逆變器

0 引言

隨著能源危機與環(huán)境污染問題日益嚴峻，以太陽能、風能為代表的可再生能源以其無污染、資源無枯竭等優(yōu)勢將在未來能源格局中扮演重要角色?；诳稍偕茉吹姆植际桨l(fā)電系統(tǒng)(Distributed generating system，DGS)與環(huán)境相兼容，發(fā)電方式靈活，可滿足用戶的特殊需求，可廣泛應用于偏遠地區(qū)供電。分布式發(fā)電系統(tǒng)與集中供電系統(tǒng)結合將形成一個高效，靈活的電力系統(tǒng)，提高了可再生能源的利用率，可有效改善電力系統(tǒng)的供電可靠性和提高供電系統(tǒng)容量[1]。

分布式發(fā)電系統(tǒng)的組網(wǎng)方式多種多樣，通常按照匯流母線的類型可以分為三類：基于直流母線的組網(wǎng)方式，基于交流母線線的組網(wǎng)方式和基于混合母線的組網(wǎng)方式。基于直流母線的組網(wǎng)方式以其控制簡單，擴容方便，易于實現(xiàn)獨立/并網(wǎng)雙模式運行等優(yōu)勢成為中小容量的分布式發(fā)電系統(tǒng)的首選方案。

并網(wǎng)逆變器作為DGS與電網(wǎng)的接口設備，直接影響入網(wǎng)電能質(zhì)量。通常三相并網(wǎng)逆變器按照濾波器結構劃分由L型和LCL型。相比于L型濾波器，LCL濾波器高頻衰減特性更好，在獲得同樣的控制效果時，LCL濾波器的體積更小，因此，更適合大功率場合。

三相并網(wǎng)逆變器是一個多變量、高階、相互耦合的系統(tǒng)，采用坐標變換來可以減少系統(tǒng)的階數(shù)。基于同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標變換，系統(tǒng)的控制量為直流量，使用傳統(tǒng)的PI調(diào)節(jié)器即可獲得零穩(wěn)態(tài)誤差的控制效果，但LCL型三相并網(wǎng)逆變器在d-q坐標系下存在耦合，要精確設計控制系統(tǒng)，需要對系統(tǒng)解耦?；陟o止α-β坐標變換，三相并網(wǎng)逆變器可以等效為兩個單相并網(wǎng)逆變器，系統(tǒng)在α軸和β軸上相互獨立，不存在耦合，但是α-β坐標系下，系統(tǒng)控制量仍為交流量，因此，系統(tǒng)不易實現(xiàn)零穩(wěn)態(tài)誤差控制。本文重點討論d-q及α-β坐標系下并網(wǎng)逆變器的控制特性，分析d-q坐標系下的耦合量對系統(tǒng)性能的影響以及合理的解耦方式，基于SABER仿真平臺，搭建10kW系統(tǒng)，并進行仿真驗證。

1 LCL型并網(wǎng)逆變器的數(shù)學模型

LCL型并網(wǎng)逆變器主電路拓撲如圖1所示。選擇電感L1和L2的電流，以及電容電壓為狀態(tài)變量，即可得到系統(tǒng)的狀態(tài)方程為：

式中，k=a、b、c。由于三相三線制系統(tǒng)要滿足三相電流之和為0，因此三相之間會相互耦合。通常，通過abc/dq或abc/αβ坐標變換，使系統(tǒng)降階[2,3]。

圖1 LCL型并網(wǎng)逆變器

通過abc/dq坐標變換后，系統(tǒng)狀態(tài)方程為：

通過abc/αβ坐標變換后，系統(tǒng)狀態(tài)方程為：

式中，k=α、β。可以看出，d-q坐標下，系統(tǒng)存在強耦合，若需要精確設計控制器，需要對系統(tǒng)解耦。α-β坐標下，系統(tǒng)在α軸和β軸上相互獨立，三相并網(wǎng)逆變器可以等效為兩個單相并網(wǎng)逆變器。

2 LCL型并網(wǎng)逆變器在d-q和α-β坐標系下的特性

根據(jù)式(2)～式(5)可以得到d-q及α-β坐標下，系統(tǒng)的等效框圖如圖2及圖3所示。圖2可等效變換為圖4?？梢钥闯?，系統(tǒng)存在強耦合，若需要設計控制系統(tǒng)，需要進行解耦控制。從圖4可知，若需完全解耦，則應該引入反饋控制[2,3]，如圖5所示。顯然，若需完全解耦，則需要引入微分項，而實際系統(tǒng)中微分項易引入噪聲，尤其是二次微分項對噪聲很敏感。并且，從圖中可知，耦合項與系統(tǒng)主電路參數(shù)有關，因此，要達到完全解耦的控制效果，反饋項對系統(tǒng)參數(shù)的精度依賴程度很高，在實際系統(tǒng)中顯然很難做到。

圖2 d-q坐標系下系統(tǒng)的控制框圖

圖3 α-β坐標系下系統(tǒng)的控制框圖

圖4 d-q坐標系下系統(tǒng)的等效變換框圖

圖5 d-q坐標系下系統(tǒng)的完全解耦控制框圖

在實際系統(tǒng)中，對于大功率場合，由于L1，L2比較小，因此，在解耦控制中，可以忽略耦合項ωL1，ωL2。在小功率的應用場合，由于C比較小，耦合項ωC可以忽略。當電網(wǎng)電壓畸變時，要削弱電網(wǎng)電壓對并網(wǎng)電流的影響，需要引入電網(wǎng)電壓前饋控制，此時系統(tǒng)若不進行解耦控制，則d軸和q軸的前饋函數(shù)存在耦合，若要d軸和q軸的電網(wǎng)電壓前饋項相互獨立，則需要對系統(tǒng)進行完全解耦。

在d-q坐標系下，系統(tǒng)的控制量為直流量，因此，使用傳統(tǒng)的 PI調(diào)節(jié)器，系統(tǒng)即可實現(xiàn)零穩(wěn)態(tài)誤差控制。在α-β坐標系下，系統(tǒng)在α軸和β軸上相互獨立，但是系統(tǒng)的控制量仍為交流量，若使用PI調(diào)節(jié)器，則難以零穩(wěn)態(tài)誤差控制。文獻[4]及[5]中提到使用比例諧振調(diào)節(jié)器(PR)，在基頻處諧振，產(chǎn)生無窮大增益，以實現(xiàn)并網(wǎng)電流完全無誤差跟蹤指令電流。PR調(diào)節(jié)器表達式為：

本文分析d-q坐標下的控制選用PI調(diào)節(jié)器，分析α-β坐標系下的控制，選擇改進的PR調(diào)節(jié)器。

3 d-q和α-β坐標系下三相并網(wǎng)逆變器的控制策略

根據(jù)前文分析，α-β坐標下系統(tǒng)選用的控制策略如圖6所示。圖中，指令電流以d-q軸上的分量給出，其中d軸指令表征并網(wǎng)有功電流分量，q軸指令表征并網(wǎng)電流無功分量，該系統(tǒng)可以實現(xiàn)并網(wǎng)電流的有功與無功獨立控制。其中外環(huán)調(diào)節(jié)器選用改進的PR調(diào)節(jié)器，以實現(xiàn)系統(tǒng)的無靜差控制。d-q坐標下，系統(tǒng)簡化的控制框圖如圖7所示，該圖中忽略了耦合項。兩種坐標系下，系統(tǒng)的主要參數(shù)如表1所示。

圖6 α-β坐標系下系統(tǒng)的控制框圖

圖7 d-q坐標系下系統(tǒng)的控制框圖

表1 α-β和d-q坐標系下三相并網(wǎng)逆變器參數(shù)

4 仿真分析

根據(jù)前文分析，基于SABER搭建仿真平臺，對兩種坐標系下的控制策略進行仿真驗證，其中d-q坐標系下，采用簡化的解耦控制方法，即忽略了狀態(tài)反饋解耦項中的一次微分項和二次微分項。

圖8給出α-β坐標系下并網(wǎng)電流波形，電流指令為i2*=21.21A，實際電流i2=21.17A，可見采用改進的PR調(diào)節(jié)器后，系統(tǒng)基本實現(xiàn)無靜差控制。圖9為系統(tǒng)實現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)的波形(電流波形擴大10倍)；圖10為電網(wǎng)頻率偏移至49Hz時，并網(wǎng)電流波形，可見使用改進的PR調(diào)節(jié)器，系統(tǒng)仍能夠獲得良好的控制效果；圖11為系統(tǒng)實現(xiàn)有功與無功獨立控制的并網(wǎng)電流波形，其中PF=-0.707。

圖8 α-β坐標系下并網(wǎng)電流波形(THD=0.6%)

圖9 α-β坐標系下電網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流波形(PF=1)

圖10 α-β坐標系下電網(wǎng)頻率為49Hz并網(wǎng)電流波形

圖11 α-β坐標系下電網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流波形(PF=-0.707)

圖12給出d-q坐標系下并網(wǎng)電流波形，電流指令為i2*=21.21A,實際值為i2=21.21A，即d-q坐標下系下，采用PI調(diào)節(jié)器即可實現(xiàn)零穩(wěn)態(tài)誤差控制。圖13給出系統(tǒng)實現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)的波形。

圖14為公用電網(wǎng)畸變后的波形，其中含五次諧波有5%，含七次諧波5%，電網(wǎng)總畸變率為5.65%；圖15給出電網(wǎng)畸變情況下，α-β坐標系下并網(wǎng)電流波形，圖16給出給出電網(wǎng)畸變情況下，d-q坐標系下并網(wǎng)電流波形。

圖12 d-q坐標系下并網(wǎng)電流波形(THD=0.62%)

圖13 d-q坐標系下電網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流波形

圖14 電網(wǎng)電網(wǎng)電壓畸變后波形(THD=5.65%)

圖15 α-β坐標系下并網(wǎng)電流波形(THD=2.93%)

圖16 d-q坐標系下并網(wǎng)電流波形(THD=4.43%)

從仿真波形中可以看出，兩種坐標下系統(tǒng)的控制策略均能達到良好的效果。其中d-q坐標系下，系統(tǒng)在電網(wǎng)畸變時，并網(wǎng)電流波形THD偏大，一方面是由于所設計的系統(tǒng)輸出阻抗在電網(wǎng)5次及7次諧波頻率處的輸出阻抗不夠大，因此對該頻段處的諧波衰減不夠；另一方面，可能是忽略了耦合項造成的。這方面的原因還有待于進一步分析。

實際上，要從根本上消除電網(wǎng)電壓對并網(wǎng)電流的影響，需要引入電網(wǎng)電壓前饋控制，關于α-β及d-q坐標下電網(wǎng)電壓前饋控制，將在下一步工作中展開。

5 總結

本文針對于分布式發(fā)電系統(tǒng)中并網(wǎng)逆變器的控制做了分析。首先在不同坐標系下，建立了LCL型三相并網(wǎng)逆變器的數(shù)學模型。接著比較了LCL型三相并網(wǎng)逆變器在d-q和α-β坐標下的控制特性，分析了d-q坐標系下系統(tǒng)的耦合以及解耦方法。最后分析了d-q和α-β坐標下三相并網(wǎng)逆變器的控制策略，基于SABER搭建仿真模型予以驗證。

仿真結果表明，本文分析的兩種控制策略，均獲得良好的控制效果。關于d-q坐標系下，耦合量對系統(tǒng)性能的影響，以及如何削弱電網(wǎng)背景諧波對并網(wǎng)電流的影響，將在下一步工作中深入研究。

[1]趙為.太陽能光伏并網(wǎng)發(fā)電的研究[D].合肥:合肥工業(yè)大學,2003.

[2]劉飛,殷進軍,周彥,段善旭.LCL濾波器的三相光伏逆變器雙環(huán)控制策略[J].電力電子技術,2008,42(9):29-31.

[3]劉飛.三相光伏發(fā)電系統(tǒng)的運行控制策略[D].武漢:華中科技大學,2006.

[4]Twining E,Holmes G.D.Grid current regulation of a three-phase voltage source inverter with an LCL input filter[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2003,18(3):888–895.

[5]Teodorescu R,Blaabierg F,Borup U,Liserre M.A new control structure for grid-connected LCL PV inverters with zero steady-state error and selective harmonic compensation[J].Proc.IEEE APEC,2004,1 (1):580-586.

Control Strategy Research on Grid-connected Inverter Used in Distributed Generator System

WU Chun-qiu1,TANG Hui-yan2
(1.Naval Military Reprentative Office in Jiangnan Shipyard (Group) Co.,Ltd.,Shanghai 201913,China; 2.No.711 Research Institute,CSIC,Shanghai 201108,China)

This paper introduces the control strategy of LCL three phase grid-connected inverter.The control characteristics of the three phase grid-connected inverter in different coordinates are analyzed.Finally,one 10kW system is built by SABER and it is verified by simulation.

distributed generator system; LCL; grid-connected inverter

TM464

A

10.16443/j.cnki.31-1420.2015.04.018

吳春秋（1977-），男，工程師。研究方向：船舶自動化。