高頻變壓器一次側串聯LLC+輸出端并聯Buck級聯直流變換器

石健將　章江銘　龍江濤　劉天驥

（浙江大學電氣工程學院　杭州　310027）

高頻變壓器一次側串聯LLC+輸出端并聯Buck級聯直流變換器

石健將章江銘龍江濤劉天驥

（浙江大學電氣工程學院杭州310027）

為滿足高壓/寬輸入、輸出低壓/大電流以及高功率密度直流模塊電源的技術要求，提出一種變壓器一次側串聯LLC+輸出端交錯并聯Buck電路的級聯高頻直流變換器拓撲結構。該級聯變換器的前級LLC工作在定頻、開環方式，實現電氣隔離與降壓；后級交錯并聯Buck電路采用相同占空比、閉環工作方式，實現輸出穩壓與自然均流。針對該級聯變換器的工作模態、LLC的諧振參數設計進行分析；同時，針對高頻變壓器匝比和Buck電路占空比等參數的不一致性對輸出自然均流的影響，也進行了理論分析。最后，仿真和實驗均證明了該級聯變換器理論分析的可行性與正確性。

LLCBuck輸出自然均流 變壓器串/并聯級聯變換器

0　引言

高功率密度DC-DC模塊電源廣泛應用于現代工業和國防等領域，隨著現代科技的發展，對模塊電源的功率等級、電壓等級、效率以及體積與重量等要求不斷提高［1］。目前，國內的大功率全磚模塊電源產品主要被國外公司壟斷，如美國VICOR、SYNQOR以及日本LAMBDA、COSEL等。相比于國外，國內模塊電源的研究起步較晚，總體技術水平相對落后，研究形勢相當迫切，已引起國內相關行業及研究者的重視。

傳統的高功率密度模塊電源電路拓撲多采用正激、半橋和全橋等變換器結構［2，3］，但它們無法實現真正的軟開關，使得在高頻、高壓工作條件下損耗嚴重，因而制約了開關頻率及功率密度的進一步提高。近年來，由于LLC諧振變換器［4，5］既能徹底實現一次側開關管的零電壓開通（ZVS），又能實現二次側整流管的零電流關斷（ZCS），使之開始大量應用于模塊電源中。

大功率模塊電源中，通常采用并聯技術來解決功率器件的熱應力和電流應力過大的問題，但在通常情況下，并聯均流需要增加額外的均流控制環［6］，這樣既增加了系統的控制難度，又降低了系統的可靠性。為此，文獻［7］在不采用均流環的情況下實現了LLC的交錯并聯，并獲得了較好的均流效果。但其需額外采樣輸入電壓及諧振電容電壓，這在一定程度上增大了控制難度。文獻［8］提出利用LLC多個變壓器的輔助繞組依次相連從而實現均流，但這使電路變得復雜且增大了變壓器的繞制難度。

此外，在寬輸入電壓范圍應用場合，由于單級LLC諧振變換器頻率變化范圍較大，不利于諧振參數的優化，還增大了磁心體積，降低了效率；同時，在對電磁環境兼容要求較高的場合，變頻工作的LLC變換器使得對濾波器的設計困難加大，因此，通常采用級聯結構?，F有的級聯變換器通常有兩種控制方式：①把LLC放在后級，定頻、開環工作，通過前級電路閉環工作實現穩壓［9］，這極大降低了級聯變換器系統的動態性能；②前、后級的輸出電壓獨立控制［10］，這種控制方式使LLC工作在變頻狀態。

在隔離型LLC諧振變換器中，相較于采用單變壓器，多變壓器的一次側串聯/二次側并聯方式若能實現一次側串聯均壓或二次側并聯均流，則能有效減小變壓器繞組的磁動勢［11］，減小變壓器漏感，便于優化諧振參數。

為此，本文提出一種高頻變壓器一次側串聯LLC+輸出端交錯并聯Buck級聯直流變換器。該級聯直流變換器前級LLC工作在定頻、開環方式，實現電氣隔離與降壓；后級交錯并聯Buck電路采用相同占空比、閉環工作方式，實現輸出穩壓與自然均流以及變壓器均衡傳輸功率。此外，變頻LLC的同步整流驅動電路較為復雜［12，13］，而LLC的定頻控制方式使二次側同步整流易于實現，可進一步提高效率。

1　主電路拓撲工作原理分析

圖1　變壓器一次側串聯LLC+輸出交錯并聯Buck變換器拓撲Fig.1　Topology of transformer series connected at primary side LLC+interleaved Buck converter

圖2　簡化后的LLC諧振變換器Fig.2　Simplified LLC resonant half-bridge converter

圖3　LLC諧振變換器主要電壓、電流波形Fig.3　Key voltage and current waveforms of LLC resonant converter

開關模態1［t0～t1］：在t0時刻，二次側同步整流管SR2、SR4關斷，變壓器二次電流iSR2、iSR4從整流管SR2、SR4轉移到其體二極管續流。勵磁電流iLm1、iLm2線性上升，變壓器一次電壓VLm1和VLm2被鉗位在nVs。Lr和Cr諧振工作，ip、VCr和iLm1分別為

開關模態2［t1～t2］：在t1時刻，一次電流ip諧振到與勵磁電流iLm1相等，即滿足條件

此時二次電流iSR2、iSR4為零，同步整流管SR2、SR4的體二極管自然關斷。變壓器一次電壓不再受輸出電壓Vs鉗位，勵磁電感Lm1和Lm2參與諧振，由于Lm1和Lm2遠大于Lr，因此一次電流ip在這段時間內近似恒定并繼續給諧振電容Cr充電，VCr以斜率ip（t1）/Cr線性上升，負載由輸出濾波電容供電。

開關模態3［t2～t3］：在t2時刻，開關管S1關斷，一次電流ip開始給S1的結電容充電，同時給S2的結電容放電，一次電流ip仍近似恒定，VCr線性上升。期間，橋臂中點電壓VAB由Vin降到零，引起變壓器二次側電位變化，對同步整流管SR2、SR4的結電容進行充電，對SR1、SR3的結電容進行放電，負載由輸出濾波電容供電。

開關模態4［t3～t4］：在t3時刻，一次電流ip完成對開關管S1、S2結電容的充放電，S2的體二極管自然導通，橋臂中點電壓VAB=0，勵磁電感Lm1和Lm2的串聯電壓近似為諧振電容電壓VCr；當勵磁電感串聯電壓大于2nVs時，同步整流管SR1、SR3的體二極管導通，變壓器一次電壓VLm1和VLm2被鉗位在nVs，勵磁電感Lm1和Lm2退出諧振。

開關模態5［t4～t5］：在t4時刻，開關管S2開始導通，一次電流ip從S2的體二極管轉移到S2，即S2實現了零電壓開通；諧振電容Cr和串聯諧振電感Lr繼續諧振向負載傳遞功率。

開關模態6［t5～t6］：在t5時刻，同步整流管SR1、SR3開始導通，iSR1、iSR3從SR1、SR3的體二極管轉移到SR1、SR3，即SR1、SR3實現了零電壓開通。

在t3～t6時段，ip、VCr和iLm1可表示為

在t6時刻，二次側同步整流管SR2、SR4關斷，LLC變換器進入下半周期工作模態，其工作過程類似于上述半個周期。

采用相同占空比控制的交錯并聯Buck電路的主要工作波形如圖4所示。

圖4　交錯并聯Buck電路工作波形Fig.4　Key waveforms of interleaved Buck circuit

2　LLC諧振參數設計及級聯變換器的穩態均流分析

2.1LLC諧振參數設計

2.1.1LLC基于基波分析法的電路模型

由于前級LLC工作在定頻、開環方式，串聯諧振頻率通常設計在開關頻率附近，因此可用基波分析法［15，16］進行分析。其交流等效電路如圖5所示。

圖5　LLC諧振變換器交流等效電路Fig.5　AC equivalent circuit of LLC resonant converter

圖5中，Ein為諧振網絡輸入電壓的基波有效值；Eo為變壓器一次電壓的基波有效值；Rp為一次側電阻，主要包括MOSFET導通電阻、諧振電感和諧振電容的串聯等效電阻以及變壓器一次側繞線電阻等。Req為LLC輸出等效電阻Ro折合到一次側的等效電阻。

由基波分析法可得

式中，n為變壓器電壓比；ηb和D分別為Buck電路的效率和占空比。

根據圖2所示的交流等效電路，可知半橋LLC諧振變換器的交流增益

2.1.2一次側開關管的ZVS條件分析

為實現一次側開關管的零電壓開通，應使諧振網絡的輸入電流滯后于輸入電壓的基波，即使輸入阻抗呈感性狀態。

由圖5所示的交流等效電路得到如圖6所示的相量圖，Irp為諧振網絡輸入電流基波的模，Zin為輸入阻抗的模，θ 為輸入電流基波滯后輸入電壓基波的角度。

圖6　LLC諧振變換器交流等效電路相量圖Fig.6　AC equivalent circuit's vector diagram of LLC resonant converter

由圖6可知，實現一次側開關管零電壓開通的臨界條件為

式中，開關角頻率ωs=2πfs。為便于分析，定義上述臨界條件下的電路品質因數為Qc，則式（6）可表示為

由式（5）和式（7）可得增益曲線如圖7所示。

圖7　LLC電壓增益曲線（λ=0.1，Rp/Req=0.01）Fig.7　Voltage gain of the LLC resonant converter with λ=0.1，Rp/Req=0.01

圖7中，容性/感性分界線兩側分別為容性開關區域和感性開關區域，容性區域存在一次側開關管直通問題；感性開關區域中，fs＞fr的感性區域，LLC變換器只能實現一次側開關管的零電壓開通；fs＜fr的感性區域，LLC變換器既能實現一次側開關管的零電壓開通，又能實現二次側整流管的零電流關斷。因此，應合理設計參數，使LLC變換器工作在fs＜fr的感性區域。

2.1.3開關頻率、串聯諧振頻率及變壓器匝比設計

LLC諧振變換器可徹底實現一次側開關管ZVS和二次側同步整流管ZCS，因而非常適合在高開關頻率下工作；同時，提高開關頻率還能減小磁性元件的體積以及提高整機的功率密度。實驗中選取開關頻率fs=300kHz，串聯諧振頻率fr=1.05fs=315kHz。

2.1.4LLC諧振參數設計

當LLC諧振變換器工作在圖7所示的fs＜fr的感性區域時，一次、二次電流有效值分別為［17］

式中，Ts為開關周期；Tr為諧振周期；Vo為輸出電壓；Io為輸出電流。

LLC的通態損耗為

LLC的開關損耗為

式中，Coss為一次側開關管結電容；tf為一次側開關管關斷時間。

由式（10）和式（11）可知，LLC變換器的總損耗（不包括變壓器磁損）

選取一次側開關管為IPW60R099CP，在典型輸入270V下可得總勵磁電感Lm與LLC諧振變換器的總損耗關系曲線如圖8所示。

圖8　勵磁總電感Lm與LLC變換器總損耗關系曲線Fig.8　Curves showing relationship between Lmand the total loss of LLC

為實現一次側開關管的軟開通，變壓器T1和T2的勵磁總電感Lm應滿足

綜合考慮圖8和式（13），并留一定裕量，選取Lm=35μH。

為使LLC工作在fs＜fr的感性區域，需滿足條件

結合式（4）和式（7）可得諧振電感Lr的約束條件

常設欄目有：企業風采、政策法規、節能減排、行業縱橫、新建擴建、企業報道、市場動態、分析/預測、行業熱點·焦點論壇、管理與營銷、新產品/新技術、環球紙業、協會·學會動態、會展傳真等。

2.2級聯變換器的穩態均流分析

由于該級聯變換器拓撲的輸出端是并聯Buck結構，因此，有必要研究電路參數不對稱對Buck并聯均流的影響。

2.2.1參數一致時的穩態均流分析

由于采用相同占空比控制技術，開關管S3和S4的占空比均為D，則可得到輸出端并聯Buck電路的輸入電壓Vs1=Vs2=Vo/D ；由于設計T1和T2的一次、二次側匝比均為n∶1∶1，則兩變壓器的一次電壓值相同，即vLm1=vLm2；由T1和T2一次側串聯結構，可知兩變壓器的一次側輸入電流相同。因此，當電路參數一致時，可知T1和T2的輸入功率相同，即pT1=pT2；由圖1所示的級聯拓撲結構及忽略開關器件的損耗，即可知Buck電路的輸出電感穩態平均電流

式（16）表明：當電路參數完全一致時，級聯直流變換器可完全實現輸出端并聯自然均流。

2.2.2參數不一致時的穩態均流分析

由于實際電路中電路參數不可避免地存在著差異，因而有必要分析變壓器匝比和Buck電路占空比等參數不一致對穩態輸出均流性能的影響。

為便于分析，假定S3的占空比為D1，S4的占空比為D2，則由Buck電路的電壓增益關系可知Vs1/Vs2=D2/D1；假定T1的匝比為n1∶1∶1，T2的匝比為n2∶1∶1，則由T1和T2的一次側串聯結構及一次、二次電壓關系可知pT1/pT2=vLm1/vLm2= n1D2/（n2D1）。因此，忽略開關器件的損耗，可推導得出Buck電路的輸出電感電流關系式為

定義Buck電路的輸出電流差值比

令n2=n1+Δn ，D2=D1+ΔD，則式（18）可化簡為

式中，α=Δn/n1；β=ΔD/D1。

根據式（19）可繪制出電路參數不一致時的輸出電流差值比曲線，如圖9所示。

圖9　參數不一致對輸出電流差值比影響的曲線Fig.9　Curves showing output current differences caused by α and β

由圖9可知，即使變壓器T1和T2匝比差異α絕對值達到0.1，Buck電路占空比差異β 絕對值達到0.1，此時輸出電流差值比絕對值也僅為0.1左右，由此表明級聯變換器電路參數差異對輸出并聯均流的影響不大。實際電路中，隨著模塊電源中平面變壓器技術的廣泛應用，不同變壓器匝比的不一致性可以忽略；采用專用IC控制芯片后，Buck電路主管占空比的不一致主要取決于開關管特性的不同以及驅動電路延時的差異，這些差異可以通過篩選特性相同的開關管和驅動電路以及通過合理的PCB布線等方法來減小。

因此，本文提出的高頻變壓器一次側串聯LLC+輸出端交錯并聯Buck級聯直流變換器，采用相同占空比控制技術，能實現較好的輸出自然均流效果。

3　仿真與實驗驗證

為了驗證本文提出的高頻變壓器一次側串聯LLC+輸出端交錯并聯Buck級聯直流變換器的可行性，進行仿真與實驗研究。

3.1基于Saber仿真

圖1所示功率主電路的仿真參數如下：輸入電壓Vin=200～375V，額定輸出功率Po=1kW，輸出電壓Vo=28V，其他功率主電路具體參數見表1。

表1　功率主電路參數Tab.1　Key parameters of the designed converter

圖10為級聯變換器輸出額定負載、270V典型輸入電壓條件下的LLC主要電壓電流仿真波形。仿真結果表明：LLC一次側開關管實現ZVS，LLC二次側同步整流管實現ZCS。

圖11為級聯直流變換器輸出額定負載、270V典型輸入電壓條件下交錯并聯Buck電路輸出電流仿真波形。其中，圖11a仿真參數為n1=n2=1.5，D1=D2=0.61；圖11b仿真參數為n1=n2=1.5，D1=0.58，D2=0.64；圖11c仿真參數為n1=1.4，n2=1.6，D1=D2=0.61。

仿真波形表明：在參數完全一致時可實現輸出完全均流，第二種情況下的輸出電流差值比約為0.037，第三種情況下的輸出電流差值比約為-0.057，與理論分析一致。因此，本文提出的級聯變換器后級交錯并聯Buck電路實現了輸出自然均流。

圖10　LLC半橋諧振變換器的仿真波形Fig.10　Simulation waveforms of LLC resonant half-bridge converter

圖11　交錯并聯Buck電路的輸出均流仿真波形Fig.11　Simulation waveforms of interleaved Buck converter

3.2實驗驗證

實驗樣機的功率主電路如圖1所示，參數與仿真一致，功率器件型號見表2。

表2　功率器件型號Tab.2　Power devices used in the converter

圖12為額定功率輸出、270V典型輸入電壓條件下LLC半橋諧振變換器一次側開關管S1和S2的ds電壓波形與諧振電流波形。實驗波形表明：S1和S2可實現零電壓開通。

圖12　S1和S2的電壓、電流實驗波形Fig.12　Voltage and current waveforms of S1and S2

圖13為滿載輸出、270V典型輸入電壓條件下二次側同步整流管SR1和SR2的電壓、電流波形。實驗波形表明：二次側整流管的同步整流效果較好，開通延時時間約為50ns，關斷提前時間約為250ns，且能較好地實現零電流關斷。

圖13　SR1和SR2的電壓、電流實驗波形Fig.13　Voltage and current waveforms of SR1and SR2

圖14為輸出滿載、270V典型輸入電壓條件下LLC一次變壓器T1和T2的一次電壓實驗波形。實驗波形表明：串聯變壓器一次電壓基本相等；由于一次電流一致，因此兩個變壓器實現均衡傳輸功率。

圖14　變壓器的一次電壓波形Fig.14　Primary voltage waveforms of the transformer

圖15為級聯直流變換器輸出額定負載、270V典型輸入電壓條件下交錯并聯Buck電路輸出電流實驗波形。其中，圖15a實驗參數為n1=n2=1.5，D1=D2=0.61；圖15b仿真參數為n1=n2=1.5，D1=0.58，D2=0.64；圖15c仿真參數為n1=1.4，n2=1.6，D1=D2=0.61。實驗結果表明：在設計參數完全一致時可實現輸出完全均流，第二種情況下的輸出電流差值比約為0.039，第三種情況下的輸出電流差值比約為-0.048，與仿真分析基本一致。

圖15　交錯并聯Buck電路輸出電流實驗波形Fig.15　Output current experiment waveforms

圖16為級聯變換器分別在200V、270V和375V輸入電壓條件下的整機效率曲線，在輸入375V/輸出800W時的效率最高，達到94.5%；在輸入375V/輸出滿載1 000W時的效率為93.9%。

圖16　級聯變換器的效率曲線Fig.16　Efficiency of the cascaded converter

實驗結果表明：前級LLC所有功率器件均工作在軟開關狀態，高頻變壓器均衡傳輸功率；后級交錯并聯Buck電路輸出自然均流；實驗結果與分析、仿真一致。

4　結論

針對直流模塊電源的高壓/寬輸入、輸出低壓/大電流以及高功率密度的技術要求，本文提出一種變壓器一次側串聯LLC+輸出端交錯并聯Buck電路的級聯變換器拓撲結構，前級LLC工作在定頻、開環模式，后級交錯并聯Buck電路采用相同占空比控制、工作在閉環模式。文中對功率主電路的工作模態、LLC諧振參數優化設計以及參數不一致性對交錯并聯Buck輸出均流影響均作了定量分析，分析結果表明：即使參數不對稱條件下，交錯并聯Buck變換器也能取得較好的自然均流效果，并且LLC諧振電路工作在軟開關和高效狀態。最后，仿真和實驗均驗證了該級聯變換器主電路拓撲的可行性，與理論分析結果一致。

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A Cascaded DC Converter with Primary Series Transformer LLC and Output Interleaved Buck

Shi JianjiangZhang JiangmingLong JiangtaoLiu Tianji
（Zhejiang UniversityHangzhou310027China）

In this paper，a two-stage DC-DC topology，which consists of primary series transformer LLC and output interleaved Buck，is presented. The proposed topology can be applied in DC power converters of high/wide input voltage，low output-voltage/high output-current and high power density. This cascaded topology makes full use of the high efficiency of the open-loop operating LLC converter with constant switching frequency. Moreover，the electrical isolation and voltage step-down are also realized by the LLC. The output voltage regulation as well as the automatic current sharing is achieved by the second stage interleaved Buck. The operation mode of the cascaded converter and the parameter of the LLC are designed，and the steady-state output current sharing is analyzed even with mismatched parameter. Finally，the theoretical analysis is validated by simulation and experiments.

LLC，Buck，automatic sharing of currents，series/parallel transformer，cascaded converter

TM46

石健將男，1969年生，博士，教授，博士生導師，主要從事電力電子變換器、特種電源的教學與科研工作。（通信作者）

章江銘男，1989年生，碩士研究生，研究方向為高功率密度DC/DC直流變換器。

國家自然科學基金資助項目（51277162）。

2014-05-28改稿日期 2014-07-08