諧振變換器的ZVS軟開關同步整流技術研究

李孝揆

(中煤科工集團重慶研究院有限公司，重慶400700)

同步整流(SR)技術由于采用具有低導通電阻特性的功率MOSFET替換二極管實現整流，顯著降低了低壓大電流整流電路的功率損耗，因此，該技術已成為各類開關電源中AC-DC變換的一個研究熱點。然而，對于SR技術在諧振變換器的應用鮮有研究。對現有Buck、正激、反激、半橋、全橋、推挽等變換器的同步整流環(huán)節(jié)分析發(fā)現，整流器件普遍工作于硬開關工作狀態(tài)[1-3]，當開關頻率較高時，開關損耗較大，降低了系統(tǒng)效率。同時，上述變換器的同步整流通常采用自驅動方式，易影響變換器主電路的工作，降低了系統(tǒng)的性能[1-3]。而諧振變換器具有體積小、傳輸效率高等優(yōu)點，并且其諧振環(huán)節(jié)的電容電壓及電感電流波形均為正弦波，很容易在大范圍內實現開關網絡的ZVS或ZCS。對比分析發(fā)現，諧振電路的存在使得傳統(tǒng)自驅動方式不能夠實現諧振變換器的同步整流輸出。

本文以感應電能傳輸(IPT)諧振變換器[4]作為研究對象，結合該電路的諧振工作特性，采用外驅動方式，提出了該諧振變換器AC-DC變換環(huán)節(jié)工作在ZVS軟開關條件下的SR控制方法，建立了系統(tǒng)的頻閃映射穩(wěn)態(tài)數學模型，并給出了求解系統(tǒng)狀態(tài)變量的數值求解方法，從而快速計算出SR ZVS開關工作點，設計了同步整流控制電路，實驗驗證了同步整流在諧振變換器上的可行性，拓展了同步整流技術的應用場合。

1 IPT諧振變換電路SR工作原理

本文的SR實現以如圖1所示的IPT諧振變換電路為研究對象，諧振變換電路的輸入由直流電壓源Edc提供，Li、CP、LP和CS、LS分別為一、二次側諧振回路，MOSFET開關管S1～S4構成高頻逆變電路。MOSFET開關管Q1～Q4構成二次側全橋SR電路，Lf與Co構成濾波環(huán)節(jié)，RL為負載電阻，M是一、二次側電感的互感耦合值。

圖1 基于SR技術的IPT諧振變換電路拓撲

圖1所示諧振變換電路工作于ZVS軟開關SR時的4種工作模態(tài)的主要波形如圖2所示，在分析該系統(tǒng)的工作原理及模態(tài)時，規(guī)定一次側開關管(S1、S4)導通時為能量注入正方向，二次側開關管(Q1、Q4)導通時為整流能量輸出正方向。圖2中G1～G4為同步整流開關管的驅動波形。

圖2 各個模態(tài)主要波形圖

工作模態(tài)1：如圖3(a)所示，在t0～t1時間段內，一次側電路處于反向能量注入狀態(tài)，S1、S4關斷，S2、S3導通；二次側電路處于正向同步整流輸出狀態(tài)，Q1、Q4反向導通，Q2、Q3關斷。

工作模態(tài)2：如圖3(b)所示，在t1～t2時間段內，一次側電路處于正向能量注入狀態(tài)，S2、S3關斷，S1、S4導通；二次側電路處于正向同步整流輸出狀態(tài)，Q1、Q4反向導通，Q2、Q3關斷。

工作模態(tài)3：如圖3(c)所示，在t2～t3時間段內，一次側電路處于正向能量注入狀態(tài)，S2、S3關斷，S1、S4導通；二次側電路處于反向同步整流輸出狀態(tài)，Q2、Q3反向導通，Q1、Q4關斷。

工作模態(tài)4：如圖3(d)所示，在t3～t4時間段內，一次側電路處于反向能量注入狀態(tài)，S1、S4關斷，S2、S3導通；二次側電路處于反向同步整流輸出狀態(tài)，Q2、Q3反向導通，Q1、Q4關斷。

圖3 各個工作模態(tài)的等效電路

通過上述分析可知，一次側開關組(S1、S4)及(S2、S3)在電感Li的電流ii的零點時刻開通或關斷，實現了逆變電路的ZCS軟開關工作。在二次側電路中，Cs的電壓vCs為正弦電壓，通過控制開關組(Q1、Q4)及(Q2、Q3)的開通與關斷均處于vCs的零點時刻，即可實現二次側交流電壓vCs的ZVS軟開關SR輸出。

因此，基于SR技術的IPT諧振變換器，既實現了一次側逆變電路的ZCS軟開關工作，又實現了二次側SR電路ZVS軟開關輸出。

2 穩(wěn)態(tài)建模分析

為研究圖1所示系統(tǒng)的各參數之間的關系和對系統(tǒng)進行數值分析，下面對該系統(tǒng)進行穩(wěn)態(tài)建模分析。在建模分析時，對圖1所示的系統(tǒng)做如下假設：(1)所有開關器件均為理想器件，忽略開關器件導通電降和切換過渡時間，以采用電壓控電流源和電流控電壓源來等效代換開關網絡和全橋SR網絡；(2)電壓源和電容內阻為零，不考慮電感的雜電容；(3)濾波電感Lf的電流是連續(xù)的。經過上述假設，系統(tǒng)可進一步等效為圖4所示的電路，其中一次側的電壓等效為v1s(t)，S(t)、Sgn(vCs)均為符號函數，表達式為：

圖4 系統(tǒng)等效電路原理圖

依據基爾霍夫定律，可得如圖4所示電路的非線性微分方程：

式中：Δ=LsLp－M2。將圖4中的電感電流及電容電壓作為系統(tǒng)的狀態(tài)變量，由式(1)建立系統(tǒng)的狀態(tài)空間，描述為：

式中：x=[iivCpiLiLvCsiLfvCo]T；u=[Edc]；i為工作模態(tài)數。

由式(2)可得系統(tǒng)狀態(tài)變量在4個工作模態(tài)的頻閃映射模型為：

穩(wěn)態(tài)時，系統(tǒng)的狀態(tài)變量周期性重復，則可得：

由式(3)～式(7)可得系統(tǒng)狀態(tài)變量的周期不動點函數[5]為：

將求得的x*Tzvs作為系統(tǒng)的初始狀態(tài)值，即可求得系統(tǒng)各個狀態(tài)變量的穩(wěn)態(tài)數值解。求解過程如圖5所示。

圖5 系統(tǒng)SR ZVS計算及狀態(tài)變量數值求解流程圖

3 諧振變換器的ZVS SR控制電路設計

3.1 ZVS SR控制電路原理

為了實現IPT諧振變換器二次側交流電壓的ZVS軟開關SR輸出，本文所設計的控制電路的工作原理如圖6所示，其控制流程如下，交流電壓vCs經過采樣及信號補償后，輸入到比較器電路中對電壓的零點進行檢測得到數字信號Gin2，Gin2作為Q2與Q4驅動電路的輸入，Gin2經過邏輯反向后的Gin1作為Q1與Q3的驅動電路的輸入信號，在兩路互補信號Gin1和Gin2作用下，驅動電壓G1、G4與G2、G3互補驅動(Q1、Q4)與(Q2、 Q3)工作在ZVS軟開關SR工作狀態(tài)。

圖6 SR ZVS控制原理圖

3.2 ZVS軟開關SR控制電路

依據控制電路的工作原理，設計了如圖7所示的控制電路，其中，R3、R5、C5組成了RC串聯(lián)超前校正環(huán)節(jié)，對輸入的檢測交流電壓信號進行補償。比較器LM111對補償后的檢測信號檢測過零點，以IR2103驅動芯片搭建的外圍電路則構成了ZVS軟開關SR驅動電路。控制電路的電源來自于輸出電壓經過LT1074和LT1374穩(wěn)壓芯片獲得的15和5 V電源。

圖7 ZVS軟開關SR控制電路圖

4 實驗研究

搭建圖1、圖7所示實驗電路，系統(tǒng)參數為：Edc=10 V，Li=85.5 μH，Ri=0.06 Ω，Cp=0.43 μF，Lp=159 μH，Rp=0.18 Ω，Ls=111.2 μH，Rs=0.12 Ω，Cs=0.25 μF，M=61.9 μH，Lf=200 μH，Co=20 μF，RL=2 Ω，SR器件型號為IRFB1010。實驗測試時，選取每組開關管中的一個進行測試。代入系統(tǒng)的參數基于所建立的數學模型及圖5所示流程，計算求得ZVS軟開關SR工作周期為TZVS=29.24 μs，因此，二次側全橋SR電路的ZVS軟開關頻率確定為34.2 kHz。

圖8為一次側電流ii及逆變電壓vAB波形圖，在開關管(S1、S4)與(S2、S3)開通及關斷時，其流過的電流均為零，則一次側逆變電路實現了ZCS軟開關工作。圖9給出了二次側諧振電壓vCs及Q1、Q2漏源極電壓vds1、vds2的波形，當諧振電壓vCs為正時，Q1及Q4反向導通，則實現了正向整流輸出；當諧振電壓vCs為負時，Q2及Q3反向導通，則實現了反向整流輸出。因此，在一個工作周期中，實現了交流電壓vCs同步整流輸出。圖10為Q1與Q2漏源極電壓vds1、vds2及柵源極驅動電壓G1、G2波形。結合圖9、圖10可知，開關管(Q1、Q4)、(Q2、Q3)開通與關斷時刻，諧振電壓vCs均為零，易知開關管漏源極電壓為零，則二次側同步整流電路實現了ZVS軟開關工作。

圖8 一次側電流ii及逆變電壓波形

圖9 諧振電壓vCs及Q1、Q2漏源極電壓波形

圖10 Q1與Q2漏源極電壓vds1、vds2及柵源極驅動電壓G1、G2波形

綜上所述，基于SR技術IPT諧振變換器系統(tǒng)既實現了一次側逆變電路的ZCS軟開關工作，又實現了二次側AC-DC電路的ZVS軟開關同步整流輸出。

5 結論

本文以IPT諧振變換器為基礎，研究了諧振變換器中的ZVS軟開關同步整流技術的實現方法，提出了一種利用諧振變換器諧振特性的ZVS軟開關SR控制方法，建立了系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)數學模型，并通過實驗驗證了該方法的可行性及模型的有效性。

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