基于LCCL 的電動(dòng)汽車(chē)無(wú)線充電系統(tǒng)最大效率與傳輸功率解耦設(shè)計(jì)研究

李均鋒 廖承林, 王麗芳*, 王立業(yè) 李 勇 李芳,

（1.中國(guó)科學(xué)院電工研究所 中國(guó)科學(xué)院電力電子與電氣驅(qū)動(dòng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 北京 100190 2.北京電動(dòng)車(chē)輛協(xié)同創(chuàng)新中心 北京 100081）

1 引言

電動(dòng)汽車(chē)無(wú)線充電技術(shù)作為一種新型的充電技術(shù)，具有更高的安全性、方便性和更好的用戶(hù)體驗(yàn)，具有良好的應(yīng)用前景[1-4]。無(wú)線能量傳輸技術(shù)吸引了眾多的學(xué)者開(kāi)展研究[5,6]，其電路參數(shù)設(shè)計(jì)，多以系統(tǒng)傳輸效率和輸出功率為設(shè)計(jì)目標(biāo)，對(duì)系統(tǒng)參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)[7,8]。研究表明，通過(guò)優(yōu)化系統(tǒng)傳輸距離、線圈電感、耦合系數(shù)、品質(zhì)因數(shù)、負(fù)載阻抗和工作頻率等參數(shù)，能夠有效提高系統(tǒng)傳輸效率和傳輸功率[9]。但這些方法中，針對(duì)傳輸效率和傳輸功率的參數(shù)設(shè)計(jì)相互耦合，即針對(duì)效率的優(yōu)化將導(dǎo)致傳輸功率變化，而對(duì)功率的優(yōu)化也將影響系統(tǒng)效率。當(dāng)系統(tǒng)同時(shí)存在效率和功率要求時(shí)，難以進(jìn)行解耦設(shè)計(jì)。同時(shí)，無(wú)線能量傳輸環(huán)節(jié)電路參數(shù)設(shè)計(jì)還需要考慮其對(duì)逆變器的影響。

常用阻抗匹配電路有多種形式，比如LC 并聯(lián)電路、Π 型電路、Τ 型電路、Г 型電路等，它們之間有一定的對(duì)應(yīng)關(guān)系，也衍生出很多組合[10]。針對(duì)無(wú)線充電系統(tǒng)特點(diǎn)、原邊側(cè)逆變器續(xù)流要求、抑制副邊側(cè)整流橋高頻電流等要求，本文針對(duì)Τ 型LCCL阻抗匹配電路進(jìn)行研究。通過(guò)在原邊和副邊側(cè)電路均采用LCCL 阻抗匹配電路，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)傳輸功率和傳輸效率的解耦設(shè)計(jì)，大大降低無(wú)線能量傳輸系統(tǒng)設(shè)計(jì)難度，且能夠?qū)δ孀兤鞯牡刃ж?fù)載進(jìn)行靈活設(shè)計(jì)，保證了逆變器的正常可靠工作。

2 系統(tǒng)最大效率理論分析

圖1 是典型的兩線圈結(jié)構(gòu)無(wú)線能量傳輸系統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)，其中LP和LS分別為系統(tǒng)的原邊和副邊線圈，RP和RS分別為原、副邊線圈的內(nèi)阻，CP和CS為諧振補(bǔ)償電容。RL為負(fù)載，U1為電壓源。

圖1 兩線圈結(jié)構(gòu)無(wú)線能量傳輸系統(tǒng)典型電路Fig.1 Simplified typical circuit of WPT

根據(jù)經(jīng)典電路理論，可以得到圖1 所示的無(wú)線能量傳輸系統(tǒng)的電路方程如式（1）所示。

無(wú)線能量傳輸系統(tǒng)損耗Pt、傳輸功率PL和傳輸效率η如式（2）～式（4）所示

令y=Pt/PL，可以得到方程，其中κPS是耦合系數(shù)QP和QS是原副邊線圈品質(zhì)因數(shù)，QP,S=ωLP,S/RP,S

從式（4）、式（5）可以得出，η∝QP,QS,κPS，且當(dāng)副邊線圈回路呈現(xiàn)諧振狀態(tài)時(shí)，即滿(mǎn)足（6）時(shí)，系統(tǒng)效率取得極大值。

將式（6）代入式（5）并進(jìn)行簡(jiǎn)化得到如下

對(duì)式（7）進(jìn)行求導(dǎo)可得，當(dāng)負(fù)載RL取得最佳負(fù)載Ropt時(shí)，y 取得最小值，效率η取得最大值ηmax。

3 無(wú)線能量傳輸系統(tǒng)電路參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1 系統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)

本文所提出基于LCCL 阻抗匹配的電動(dòng)汽車(chē)無(wú)線充電電路結(jié)構(gòu)如圖2 所示，輸入為工頻220 V 交流電源，負(fù)載為電動(dòng)汽車(chē)電池。系統(tǒng)采用全橋不控整流濾波電路，Q1～Q4構(gòu)成電壓型逆變器，LP為原邊線圈，LS為副邊線圈，副邊側(cè)同樣采用全橋整流濾波電路，并經(jīng)過(guò)二極管DO和濾波電感LO為電池充電。原邊側(cè)L10、C10、CP、LP構(gòu)成原邊線圈回路LCCL 阻抗匹配電路，對(duì)逆變器出輸出功率進(jìn)行調(diào)節(jié)；副邊側(cè)LS、CS、C21、L21構(gòu)成副邊線圈回路LCCL阻抗匹配電路，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)最大效率工作。

在原、副邊LCCL 匹配電路參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)過(guò)程中，基于副邊LCCL 電路實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)最大效率與原邊側(cè)電路匹配電路參數(shù)無(wú)關(guān)，而基于原邊側(cè)LCCL 匹配電路參數(shù)實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)設(shè)計(jì)功率輸出與副邊側(cè)無(wú)關(guān)，從而實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)最大效率與輸出功率的解耦設(shè)計(jì)。

圖2 基于LCCL 的電動(dòng)汽車(chē)無(wú)線充電系統(tǒng)Fig.2 Ev wireless charging system via LCCL circuit

3.2 副邊線圈回路LCCL 參數(shù)設(shè)計(jì)

圖2 所示的副邊電路，可以等效為圖中所示電路。其中ZLR=RLR+jXLR為整流濾波電路等效復(fù)阻抗。

圖3 副邊線圈回路等效電路圖Fig.3 Secondary side coil equivalent circuit

當(dāng)負(fù)載阻抗ZLR確定時(shí)，可根據(jù)圖3 可以得到式（10）：

其中jXLR2=jωL21+jXLR。根據(jù) ZS實(shí)部等于Ropt，虛部為0，可求得C21和CS的解析解如式（11）、式（12）所示：

然而在實(shí)際中，由于整流橋?qū)ń呛蛯?dǎo)通時(shí)刻不僅僅受整流濾波電容、負(fù)載、頻率等參數(shù)影響，還受到前級(jí)電路中L21和C21等參數(shù)的影響，即XLR、RLR、L21、C21等參數(shù)相互耦合，如圖4 所示，無(wú)法采用式（10）～式（12）獲得解析解。

根據(jù)電路理論我們可以得到電路中Z21處的有功功率PZ21、無(wú)功功率QZ21和復(fù)阻抗Z21之間的關(guān)系，如式（13）～式（15）所示：

當(dāng)L21的取值較小時(shí)，副邊整流電路中會(huì)存在一定高頻振蕩電流成分，因此L21的取值可以消除高頻振蕩為依據(jù)進(jìn)行經(jīng)驗(yàn)取值。當(dāng)L21確定后，可根據(jù)電路中PZ21、QZ21和IS，計(jì)算不同C21時(shí)的RZ21，當(dāng)RZ21=Ropt時(shí)，即可確定C21的值，進(jìn)而根據(jù)回路呈現(xiàn)諧振狀態(tài)，計(jì)算得到CS的值。

圖4 前級(jí)電路對(duì)整流橋等效阻抗影響Fig.4 Pre-stage circuit effects on equivalent impedance of rectifier circuit

圖5 不同L21條件下C21對(duì)電路等效阻抗的影響（其中RL=35,f=50 kHz,CL=10 μF）Fig.5 Relationships between C21and equivalent impedance at different L21condition (where RL=35,f=50kHz,CL=10uF)

從上圖中可以看出，Z21與C21的關(guān)系曲線呈現(xiàn)單調(diào)性，可采用插值得到C21的最佳值，進(jìn)而求得CS的值，從而滿(mǎn)足副邊線圈回路滿(mǎn)足系統(tǒng)最大效率工作條件。

3.3 原邊線圈回路LCCL 參數(shù)設(shè)計(jì)

無(wú)線能量傳輸系統(tǒng)中，原邊線圈回路LCCL 參數(shù)設(shè)計(jì)的目的是在給定輸入電壓條件下實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)額定功率輸出，同時(shí)需要滿(mǎn)足逆變器工作條件。因此原邊線圈LCCL 參數(shù)設(shè)計(jì)需要綜合系統(tǒng)輸入電壓、輸出功率和逆變器負(fù)載要求等指標(biāo)。

逆變器工作時(shí)對(duì)其等效負(fù)載的大小和感性/容性存在一定要求，以電壓型逆變器為例，一般要求逆變器輸出接感性負(fù)載，且具有續(xù)流能力。當(dāng)采用相移控制方法時(shí)，L10可根據(jù)逆變器續(xù)流要求進(jìn)行經(jīng)驗(yàn)取值。當(dāng)采用頻率控制時(shí)，可根據(jù)頻率調(diào)節(jié)范圍，進(jìn)行L10的取值。在原邊線圈LCCL 電路中，當(dāng)L10確定后，可通過(guò)調(diào)整C10和CP實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求。圖2 中原邊線圈回路可等效為圖6 所示電路：

圖6 原邊線圈回路等效電路Fig.6 Primary side coil equivalent circuit

根據(jù)電路理論可以得到如下方程：

式中，PINV為逆變器輸出功率，θINV為輸出電壓電流相位角。根據(jù)（16）～（19）可以計(jì)算得到ZINV。根據(jù)LCCL 中ZINV的另一個(gè)表達(dá)式（21），基于實(shí)部與虛部分別對(duì)應(yīng)的原則，可以得到式（22）和式（23）。

可采用MATLAB 軟件求解，得到C10和X10的解，將其代入式（24）求解Cp的值

4 系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

根據(jù)文中提出的方法，以北汽E150 電動(dòng)汽車(chē)為樣車(chē)，設(shè)計(jì)電動(dòng)汽車(chē)無(wú)線充電系統(tǒng)，如下圖所示：

圖7 電動(dòng)汽車(chē)無(wú)線充電系統(tǒng)Fig.7 EV wireless charging system

具體指標(biāo)如下：

表1 無(wú)線充電系統(tǒng)參數(shù)Tab.1 Wireless charging system parameters

根據(jù)線圈參數(shù)可以得到副邊線圈最佳負(fù)載Ropt=7.67 Ωk，系統(tǒng)最大傳輸效率為 94%。設(shè)計(jì) L21=88.8 μH，通過(guò)仿真獲得C21與Z21之間的關(guān)系，如圖8 所示。從圖中可以看出，當(dāng)C21=177.1 nF 時(shí)，RZ21=Ropt，根據(jù)此時(shí)XZ21可以計(jì)算得到CS=141.2 nF。

根據(jù)逆變器的續(xù)流要求，設(shè)計(jì)L10=84.8 μH，取θINV=π/180。考慮系統(tǒng)其他環(huán)節(jié)損耗，估計(jì)系統(tǒng)效率為90%，則PINV=PL/0.9=2 933 kW。從而可以計(jì)算得到：CP=105.3 nF，C10=243.1 nF。

在實(shí)際系統(tǒng)中進(jìn)行試驗(yàn)研究，實(shí)際系統(tǒng)效率89%，最大充電電流8 A。實(shí)驗(yàn)波形如圖9 所示。

圖8 C21與Z21之間的關(guān)系（其中RL=41.2 Ω）Fig.8 Relationships between C21and Z21（where RL=41.2 Ω）

圖9 電池8 A 充電時(shí)波形（CH1：電流，CH2：電壓）Fig.9 Battery charging waves at 8 A

6 結(jié)論

本文通過(guò)在無(wú)線能量傳輸系統(tǒng)原、副邊均加入LCCL 阻抗匹配電路的方法，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)最大工作效率與輸出功率的解耦設(shè)計(jì)，并給出了LCCL 阻抗匹配電路設(shè)計(jì)方法。基于所提出設(shè)計(jì)方法，以北汽E150 電動(dòng)汽車(chē)為樣車(chē)，成功搭建電動(dòng)汽車(chē)無(wú)線充電系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)既定設(shè)計(jì)目標(biāo)。本文所提出的系統(tǒng)解耦設(shè)計(jì)方法，對(duì)降低無(wú)線能量傳輸系統(tǒng)設(shè)計(jì)的復(fù)雜程度具有較高的實(shí)際意義。

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