基于頻率功率可調(diào)的WPT 系統(tǒng)小功率電源研究設(shè)計(jì)

孫文慧 黃學(xué)良 陳 琛 譚林林

（1.東南大學(xué)電氣工程學(xué)院 南京 210096 2.江蘇省智能電網(wǎng)技術(shù)與裝備重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 鎮(zhèn)江市 212000）

1 引言

2007年MIT 成功隔空點(diǎn)亮一盞60W 的燈泡，取得了無(wú)線電能傳輸（WPT）技術(shù)的突破，提出了基于磁耦合諧振式無(wú)線電能傳輸理論。該理論利用磁場(chǎng)作為傳輸介質(zhì)，通過(guò)磁場(chǎng)共振建立發(fā)射與接收裝置之間的高效的能量通道，具有傳輸效率高、距離遠(yuǎn)、傳輸功率大、對(duì)介質(zhì)的依賴性小等特點(diǎn)[1]。隨著電力電子技術(shù)的不斷深入發(fā)展，磁耦合諧振式WPT 技術(shù)已經(jīng)從最初的理論研究逐漸轉(zhuǎn)向產(chǎn)品應(yīng)用研究。

在磁耦合諧振無(wú)線電能傳輸過(guò)程中，發(fā)射端與接收端是通過(guò)高頻交流電產(chǎn)生的磁場(chǎng)能量交互耦合實(shí)現(xiàn)能量的傳輸，系統(tǒng)電源的工作頻率一般為幾kHz 到幾MHz，而傳統(tǒng)的小功率電源頻率一般從工頻到幾kHz，無(wú)法滿足WPT 系統(tǒng)高頻電源的設(shè)計(jì)要求[2-4]，且大多WPT 系統(tǒng)功率電源頻率不可調(diào)、輸出電壓及功率不可調(diào)，無(wú)法滿足不同負(fù)載需求。本文設(shè)計(jì)了一套基于UCC3895 及IR2110 控制芯片的小功率逆變電源，對(duì)UCC3895 及IR2110 的工作原理和系統(tǒng)電源的設(shè)計(jì)進(jìn)行了詳細(xì)闡述，通過(guò)硬件設(shè)計(jì)調(diào)試及實(shí)驗(yàn)分析實(shí)現(xiàn)對(duì)移動(dòng)設(shè)備的無(wú)線充電及系統(tǒng)頻率、輸出功率可控。

2 無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)模型

磁耦合諧振式無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)主要由系統(tǒng)電源、諧振器、整流穩(wěn)壓裝置及負(fù)載四部分組成，其中系統(tǒng)電源是實(shí)現(xiàn)無(wú)線電能傳輸?shù)年P(guān)鍵部分，它決定著WPT 系統(tǒng)的系統(tǒng)頻率及傳輸功率。本文設(shè)計(jì)的無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)模型如圖1 所示。該系統(tǒng)采用不控整流穩(wěn)壓裝置，接收線圈與發(fā)射線圈的補(bǔ)償電容皆采用SS 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[5]。

圖1 無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)模型Fig.1 Model of wireless power transmission system

在本文設(shè)計(jì)的系統(tǒng)模型中，負(fù)載并不是直接串聯(lián)在接收線圈上，而是經(jīng)過(guò)負(fù)載線圈的方式引出，為了提高系統(tǒng)的品質(zhì)因數(shù)和傳輸效率，接收線圈和負(fù)載線圈采用隔離強(qiáng)耦合的方式進(jìn)行能量場(chǎng)的交互[6-7]。由于負(fù)載線圈一般匝數(shù)較少且無(wú)外接補(bǔ)償電容，與發(fā)射線圈距離較遠(yuǎn)，因此發(fā)射線圈激勵(lì)出的磁場(chǎng)多在諧振狀態(tài)下的發(fā)射和接收線圈中進(jìn)行耦合交換，與處于非諧振狀態(tài)的負(fù)載線圈耦合較少，負(fù)載線圈接收的能量主要通過(guò)與接收線圈的耦合得到，因此該WPT 系統(tǒng)模型的等效電路[8]如圖2 所示。

圖2 無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)等效電路圖Fig.2 Equivalent circuit of wireless power transmission system

系統(tǒng)驅(qū)動(dòng)電源為us，電源的工作頻率為ω，發(fā)射和接收線圈的等效電感、電容分別為L(zhǎng)t、Ct、Lr、Cr，其中Lt=Lr，Ct=Cr，Rt、Rr分別為發(fā)射線圈與接收線圈的內(nèi)阻，M為發(fā)射線圈與接收線圈間的互感，Zeq為系統(tǒng)負(fù)載等效阻抗。根據(jù)等效電路可列出KVL方程1：

在將WPT 系統(tǒng)應(yīng)用到家用電器過(guò)程中，負(fù)載一般為非純阻性，此時(shí)，系統(tǒng)諧振頻率會(huì)隨非阻性負(fù)載改變而改變，因此，在實(shí)際應(yīng)用中，應(yīng)通過(guò)調(diào)整系統(tǒng)電源頻率使系統(tǒng)達(dá)到諧振狀態(tài)。由負(fù)載側(cè)電壓公式可知，在系統(tǒng)到達(dá)諧振時(shí)（系統(tǒng)頻率一定），可通過(guò)改變 us的大小實(shí)現(xiàn)輸出電壓及輸出功率可調(diào)，以滿足家用電器不同電壓等級(jí)的需求。因此，設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)頻率功率可調(diào)、滿足不同負(fù)載需求的系統(tǒng)電源是實(shí)現(xiàn)WPT 技術(shù)市場(chǎng)化推廣的關(guān)鍵。本文基于上述需求，設(shè)計(jì)了一套頻率功率可調(diào)的WPT 系統(tǒng)小功率電源。

3 系統(tǒng)電源設(shè)計(jì)方案

本文設(shè)計(jì)了以UCC3895為核心的PWM 信號(hào)控制電路、以IR2110 驅(qū)動(dòng)信號(hào)產(chǎn)生電路及以全橋逆變?yōu)橹麟娐返南到y(tǒng)電源，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)電源的調(diào)頻、調(diào)功、移相的功能。

3.1 UCC3895 工作原理

UCC3895 采用零電壓開關(guān)脈寬調(diào)制技術(shù)，通過(guò)移動(dòng)一個(gè)半橋?qū)α硪粋€(gè)半橋驅(qū)動(dòng)脈沖的相位，實(shí)現(xiàn)恒定頻率、高效率零電壓轉(zhuǎn)換脈沖寬度調(diào)，同時(shí)增強(qiáng)了控制邏輯能力、增加了自適應(yīng)延時(shí)設(shè)定和關(guān)斷能力，通過(guò)調(diào)整外電阻的大小，可以實(shí)現(xiàn)軟啟動(dòng)/軟關(guān)斷時(shí)間的調(diào)整，最高工作頻率可達(dá)1MHz，達(dá)到實(shí)現(xiàn)無(wú)線電能傳輸?shù)囊蟆CC3895 的各引腳功能如表1 所示：

表1 UCC3895 各引腳功能Tab.1 Pin function of UCC3895

引腳7CT、8RT 數(shù)值的大小決定UCC3895 內(nèi)部振蕩器的工作頻率，公式如3，引腳9 DELAB 可調(diào)整輸出端A 和B 之間的死區(qū)時(shí)間，引腳10 DELCD可調(diào)整輸出端C 和D 之間的死區(qū)時(shí)間[9]，公式如4。

其中CT為引腳7 外接電容，單位為法拉，RT為引腳8 外接電阻，單位為歐姆，RT 的阻值一般在40～120KΩ，RDEL為引腳9 或引腳10 的外接電阻，大小可調(diào)，VDEL為外接電阻RDEL電壓大小。

在電路設(shè)計(jì)過(guò)程中應(yīng)注意，引腳4 到地之間需接入0.1uF 的旁路電容，可以使基準(zhǔn)電源更加穩(wěn)定。引腳15 到地之間必須外接1uF 以上的旁路電容。引腳16為PGND為輸出級(jí)接地端應(yīng)與引腳5 接在一起。

UCC3895 引腳分布圖如圖3 所示，外圍電路分布圖如圖4 所示。

圖3 UCC3895 引腳分布圖Fig.3 Pin distribution of UCC3895

圖4 UCC3895 外圍電路分布圖Fig.4 Circuit distribution of UCC3895

3.2 逆變電路參數(shù)設(shè)計(jì)

本文設(shè)計(jì)的逆變電源應(yīng)適用于磁耦合諧振無(wú)線電能傳輸領(lǐng)域，頻率范圍應(yīng)在幾百KHz 到1MHz，同時(shí)可通過(guò)PWM 波形的占空比調(diào)節(jié)實(shí)現(xiàn)輸出功率的可調(diào)。本文取振蕩器定時(shí)電容CT=470pF，為實(shí)現(xiàn)功率可調(diào)，取振蕩器定時(shí)電阻RT為0～200KΩ可變電阻，設(shè)頻率為200KHz，則電阻RT為100KΩ，周期為5us。死區(qū)時(shí)間的設(shè)定取決于VDEL及RDEL的選取，VDEL的設(shè)置與引腳ADS 和引腳CS 有關(guān),如公式5。ADS 引腳直接與CS 引腳相連時(shí)，輸出死區(qū)時(shí)間為0，當(dāng)ADS 引腳接地時(shí)，輸出死區(qū)時(shí)間最大。CS 引腳上的電壓為2.0V 時(shí)的延遲時(shí)間是CS電壓為0V 時(shí)的4 倍。

本文設(shè)最大延時(shí)時(shí)間為1us，在實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)時(shí)，通過(guò)使用可調(diào)電阻實(shí)現(xiàn)VCS與VADS電壓差大小可調(diào)，RDEL也使用可調(diào)電阻，范圍為0～200KΩ，這樣死區(qū)時(shí)間可以在一個(gè)范圍內(nèi)調(diào)節(jié)，調(diào)試時(shí)死區(qū)時(shí)間應(yīng)該調(diào)到最大，即電阻接入電路的阻值達(dá)到最大值即可。

驅(qū)動(dòng)波形的移相是通過(guò)引腳EAP 電壓大小來(lái)實(shí)現(xiàn)，實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)時(shí)通過(guò)使用可調(diào)電阻的分壓實(shí)現(xiàn)引腳EAP 電壓大小的調(diào)節(jié)，取R5為500KΩ 可調(diào)電阻，R6=100KΩ。

3.3 IR2110 工作原理及設(shè)計(jì)

IR2110 采用HVIC 和閂鎖抗干擾CMOS 制造工藝，具有獨(dú)立的低端和高端輸入通道，其驅(qū)動(dòng)原理采用高壓側(cè)懸浮自舉驅(qū)動(dòng)原理，該原理可以大大減少驅(qū)動(dòng)電源數(shù)目。IR2110 的各引腳功能如表2 所示。

表2 IR2110 各引腳功能Tab.2 Pin function of IR2110

高壓側(cè)懸浮自舉驅(qū)動(dòng)原理原理

圖5為半橋驅(qū)動(dòng)電源原理圖，其中VD1為自舉二極管，C1為自舉電容，C2為VCC 的濾波電容，當(dāng)HIN為高電平時(shí)VM1 開通，VM2 關(guān)斷，VC1 加到S1 的門極和發(fā)射極之間，C1 通過(guò)VM1、Rg1 和S1 門極柵極電容Cgc1放電，Cgc1被充電。此時(shí)C1可等效為一個(gè)電壓源。當(dāng)HIN為低電平時(shí)，VM2開通，VM1 斷開，S1 柵電荷經(jīng)Rg1、VM2 迅速釋放，S1 關(guān)斷。經(jīng)短暫的死區(qū)時(shí)間（td）之后，LIN為高電平，S2 開通，VCC 經(jīng)VD1，S2 給C1 充電，迅速為C1 補(bǔ)充能量。如此循環(huán)反復(fù)。

圖5 半橋驅(qū)動(dòng)電路圖Fig.5 Circuit of half bridge driver

自舉電容的選擇

在功率管開通時(shí)，需要在極短的時(shí)間內(nèi)向門極提供足夠的柵電荷。假定在器件開通后，自舉電容兩端電壓比器件充分導(dǎo)通所需要的電壓（10V，高壓側(cè)鎖定電壓為8.7/8.3 V）要高，再假定在自舉電容充電路徑上有1.5V 的壓降，最后假定有1/2 的柵電壓因泄漏電流引起電壓降，因此自舉電容為：

根據(jù) MOSFET 型號(hào)為IRPF460 可知，Qg為190nC，本實(shí)驗(yàn)中VCC為20V，因此C1為0.044 7uF，因此本文取C1為0.1uF、耐壓大于35V 的鉭電容。其中IR2110 原理圖設(shè)計(jì)如圖6。

圖6 IR2110 驅(qū)動(dòng)原理圖Fig.6 Drive principle of IR2110

3.4 逆變電源主電路設(shè)計(jì)

本文的主電路設(shè)計(jì)主要采用全橋逆變電路，UCC3895 產(chǎn)生4 路PWM 信號(hào)，經(jīng)過(guò)IR2110 驅(qū)動(dòng)芯片產(chǎn)生4 路驅(qū)動(dòng)信號(hào)對(duì)MOSFET 芯片進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，其原理圖如下圖7。

在MOSFET 的柵極與源極之間加入了雙向15V穩(wěn)壓管和泄放電路保證器件驅(qū)動(dòng)芯片的有效工作，MOSFET 型號(hào)選取為IRFP460。

圖7 主電路設(shè)計(jì)原理圖Fig.7 Design principle of the main circuit

4 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)搭建及實(shí)驗(yàn)結(jié)果

通過(guò)硬件制板及焊接、線圈繞制、不控整流設(shè)計(jì)，完成了如圖8 所示移動(dòng)電視無(wú)線供電演示系統(tǒng)，圖9為小功率逆變電源硬件實(shí)物圖。在調(diào)試過(guò)程中，直流側(cè)電壓為30V，頻率設(shè)定為204K，UCC3895 AD輸出端波形、MOSFET 門級(jí)驅(qū)動(dòng)波形、逆變后輸出電壓電流波形及次級(jí)線圈輸出波形如圖10 所示。

圖8 移動(dòng)電視無(wú)線供電演示系統(tǒng)Fig.8 Wireless power supply demo system of Mobile TV

圖9 小功率逆變電源硬件實(shí)物圖Fig.9 Hardware entity of the small power inverter power supply

圖10 系統(tǒng)各端輸出波形圖Fig.10 The output waveform of different side

直流側(cè)電壓為30V 時(shí)通過(guò)系統(tǒng)電源逆變后輸出的電壓電流波形可以看出，電壓基波波形成較好的正弦波形，電壓電流同相位，但電壓波形具有較多諧波，基波頻率與電源頻率同為204KHz，基波有效值為26V，通過(guò)實(shí)驗(yàn)可證明該系統(tǒng)能成功實(shí)現(xiàn)移動(dòng)電視的無(wú)線充電如圖3.1，系統(tǒng)輸出功率為26W。通過(guò)UCC3895 的移相功能控制系統(tǒng)輸出功率，輸出波形移相40%，UCC3895AD 輸出端波形、MOSFET門級(jí)驅(qū)動(dòng)波形、逆變后輸出電壓電流波形及次級(jí)線圈輸出波形變化如圖11 所示。通過(guò)移相后，發(fā)現(xiàn)輸出功率降低為20W。

圖11 移相后系統(tǒng)各端輸出波形圖Fig.11 The output waveform of different side after dephasing

5 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了一套適用于磁耦合諧振無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)的逆變電源，該電源可實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)頻率及輸出功率可調(diào)。系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)，系統(tǒng)效率可達(dá)85%以上，隨著電壓升高，系統(tǒng)損耗加大，效率會(huì)下降到80%左右。在實(shí)驗(yàn)過(guò)程中發(fā)現(xiàn)，采用全橋逆變電路結(jié)構(gòu)的系統(tǒng)電源在WPT 系統(tǒng)工作在諧振狀態(tài)下時(shí)，逆變電源的輸出電流過(guò)大，會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)工作不穩(wěn)定且開關(guān)管等器件發(fā)熱嚴(yán)重，因此，該類型電源在實(shí)際應(yīng)用到家用電器時(shí)需通過(guò)調(diào)節(jié)逆變電源頻率，使輸出頻率稍微偏離系統(tǒng)自諧振頻率，使系統(tǒng)可以安全穩(wěn)定運(yùn)行。

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