基于MMC的逆變器的仿真

尉　龍， 宋吉江

(山東理工大學電氣與電子工程學院， 山東淄博 255049)

基于MMC的逆變器的仿真

尉龍， 宋吉江

(山東理工大學電氣與電子工程學院， 山東淄博 255049)

摘要：基于模塊化多電平逆變器在進行逆變時，無需外加的換相電壓，具備自換相能力，可以工作在無源逆變方式，使利用直流輸電為孤立負荷送電成為可能.在介紹MMC拓撲結構和換流工作原理的同時，分析了基于MMC逆變器的控制策略中的電容電壓平衡控制策略和NLM調制算法，并采用上述的控制策略利用PSCAD搭建9電平逆變器模型.通過分析子模塊電容電壓波動百分比和逆變產生的相電壓諧波總畸變率驗證搭建MMC模型的合理性.

關鍵詞：逆變器； MMC； 無源逆變； 電容電壓平衡； 相電壓諧波總畸變率

隨著社會發展，人們對電能需求越來越大，傳統的電網輸配電系統不能滿足大容量電能傳輸的要求.高壓直流輸電系統(HighVoltageDirectCurrent,HVDC)和靈活的交流輸電系統(FlexibleACTransmissionSystem,FACTS)能夠滿足遠距離、大容量的能量傳輸，但采用傳統的電網換相換流器的直流輸電難以實現海上無源負載供電的要求[1].基于可關斷器件和脈沖寬度調制技術(PWM)的電壓源換流器(VSC)開始廣泛應用于直流輸電系統.基于VSC的逆變器輸出通常為兩電平和三電平，由于受電壓等級和輸出電平數的影響，輸出電壓波形較差，必須采用高頻PWM來改善輸出電壓波形質量.由于頻繁地開通或關斷，導致橋臂的功率開關器件不易均壓而且產生較大的功率損耗[2].

相對于輸出低電平的電壓源換流器，基于模塊化多電平換流器(MMC)具有明顯優勢.由于各子模塊不需要同時導通關斷，降低了橋臂電壓變化率和電流變化率,使得開關器件承受的應力大為下降,損耗降低.同時輸出總電壓畸變率大大降低,從而可以減小甚至省去大容量的交流濾波器.其次,電抗器可以串聯在上下橋臂間,使得直流側短路時的故障電流上升率可以限制在較低的水平[3-5].基于模塊化多電平逆變技術成為以高壓大功率變換為主要研究對象的全新領域，模塊化多電平換流器(MMC)的出現成為多電平逆變技術進步的新方向.

1MMC的拓撲結構

MMC是由西門子公司提出的一種新型的模塊化多電平換流器(ModularMulti-levelConverter,MMC)，不同于傳統的二極管箝位型、鉗位電容型、級聯型逆變器，其拓撲結構均采用模塊化設計，即由相同的子模塊搭建起來，構造靈活，同時具有VSC換流器的優點[6].基于MMC的逆變器的拓撲結構如圖1所示，其中，每個子模塊結構相同，每個橋臂都由n個子模塊和一個電抗器L0組成，并且六個拓撲結構中的六個橋臂近似對稱，每相上下兩個橋臂組成一個相單元,其子模塊的拓撲結構如圖2所示.

圖1 MMC拓撲結構圖

圖2　MMC子模塊拓撲結構圖

2MMC逆變器的工作原理

2.1子模塊工作原理

通過圖2可知，子模塊都有一個連接端口用于串聯接入主電路拓撲，通過子模塊的電容電壓支撐直流母線電壓，其內部的T1和T2代表上下兩個IGBT，分別對應兩個工作狀態.整個子模塊共有三種工作狀態.

閉鎖狀態.T1和T2同時得到關斷信號時，模塊輸出電壓值取決于端口的電流方向.閉鎖狀態為非正常工作狀態，存在于MMC啟動時為子模塊充電的過程中[7].

投入狀態.T1加開通信號入T2加關斷信號，分析子模塊拓撲結構可知，電容充電或放電狀態取決于端口電流的方向.此時子模塊的輸出電壓為電容電壓Uc，即電容器被接入主電路，模塊處于工作狀態.

切除狀態.T1加關斷信號而T2加開通信號時，無論端口電流的方向如何，電流都將電容器旁路.子模塊的輸出電壓為0，即子模塊被旁路出主電路，處于切除狀態.

2.2系統工作原理

模塊化多電平逆變器的基本工作原理是通過改變子模塊在系統中的投入和切除狀態，來實現多電平的輸出.例如本文所搭建的為9電平MMC，在每個橋臂上串聯8個子模塊.在模塊數較低時，輸出電平數nlevel和橋臂模塊數N滿足下面公式[8]:

nlevel=N+1

系統在運行時，需要維持直流側的電壓穩定，同時在負載輸出三相交流電壓.這要求在每一時刻，每一相單元(包括上橋臂和下橋臂)投入的子模塊數必須為N，即

nup+ndown=N

式中：nup為上橋臂投入子模塊個數；ndown為下橋臂投入子模塊個數.

為了能夠使逆變器輸出的波形接近正弦波，單相橋臂的投入模塊個數按照正弦規律變化，且上下橋臂子模塊對稱互補投入[9].

3MMC逆變器的基本控制策略

逆變器的結構如圖3所示，逆變側接A、B、C三相對稱負載且接地.圖中每個橋臂由N個子模塊和一個串聯電抗器L0組成，Ea、Eb、Ec分別為交流側輸出端三相相電壓，ia、ib、ic為交流側輸出端三相電流.逆變側采用開環控制，其控制策略包含兩個方面，即子模塊的電壓均衡控制和調制算法.

圖3　 模塊化多電平逆變器結構圖

3.1電壓均衡控制策略

參照圖3可知，由于逆變側拓補結構中三相單元具有的對稱性，直流電流Idc在三個相單元平均分配，即流過每個相單元直流電流為Idc/3.同時，單相橋臂上、下橋臂結構相同(換流電抗值相等)，故上、下橋臂交流電流近似相等，且為輸出的交流相電流ip(p=a,b,c)的1/2.

這樣，單相的上、下橋臂電流公式為[10]

(1)

式中，Iup、Idown分別為上、下橋臂電流.

式(1)表明，在逆變器運行過程中，橋臂電流不僅含有直流分量，也有交流分量.子模塊的電容由于橋臂電流大小和方向的變化，一直處于交替的充放電過程，造成電容電壓不穩定.由逆變器系統工作原理中可知逆變器穩定運行的條件是要維持直流側電壓穩定.如果電容電壓波動較大，直流側電壓不穩定，則逆變器的輸出調制比k不穩定，系統的工作效率降低.

本仿真采用的電容電壓均衡策略，抑制電壓波動幅值，其基本步驟如下[11]

(1)系統的觸發控制器采集子模塊的電壓值，并且進行排序.

(2)控制器根據橋臂電流的方向，當橋臂電流為對子模塊電容充電方向時，選擇投入電壓最低的子模塊；橋臂電流使子模塊電容放電時，選擇投入電壓最高的子模塊.具體的投入個數由逆變器采用的調制方式決定.

3.2逆變器調制算法

控制器需要根據調制波的指令來輸出對應于每個子模塊的觸發脈沖，產生的交流電壓和電流具有較好的逼近調制波的能力.

在電壓源型換流器中，常用的調制方式是PWM方式.PWM以面積等效原理為基礎，利用半導體器件的開通和關斷把直流電壓變成一定形狀的電壓脈沖序列，實現變頻、變壓、控制或消除諧波的技術[12].但對于MMC具有多模塊多電平逆變性質而言，PWM中利用器件高頻開、關減少諧波的方法會增加開關損耗，實現起來較為復雜.針對多電平的電壓波形，可以使用階梯波直接逼近調制方法降低開關頻率，減少損耗.同時，不需要控制脈沖寬度，實現起來簡單.本仿真采用最近電平逼近調制算法(NearestLevelModulation,NLM).該方法把一個子模塊的電容電壓作為基本單元值，通過改變投入的模塊數來產生逼近調制波的正弦波[13].在每一時刻，上下橋臂投入的子模塊數的表達式如下

(2)

其中，nup、ndown分別為上橋臂、下橋臂投入子模塊數，N為相單元子模塊數目(不含冗余模塊)，us為調制波，Uc為子模塊電容電壓，round(x)表示取與x最接近的整數.

3.3控制流程

逆變器中控制器的運行流程如圖4所示.

圖4　逆變側控制流程圖

逆變器采用開環控制，可以直接采用給定的調制波信號，經過最近電平逼近調制后給出投入子模塊信號，送入電容電壓均衡控制環節按照均衡策略產生相應的觸發脈沖，使一個橋臂內子模塊電容電壓變化趨于一致，減少直流側電壓波動.

4多電平逆變器仿真實現及分析

利用PSCAD軟件來搭建基于MMC的逆變器，驗證上述基本控制策略，并且對MMC逆變原理做進一步研究.

4.1仿真模型結構

圖5為搭建的9電平MMC逆變器，右側接三相對稱負載接地.系統運行的主要參數見表1.

表1　系統主要參數

逆變器每個相單元串聯16個子模塊，功率因數取1，電壓調制比取1，模型中橋臂相單元的結構如圖6所示.

圖5　MMC逆變側模型

圖6　相單元內部結構圖

4.2相單元控制器設計與NLM

圖7所示為A相上橋臂控制器，B、C相單元控制器與A相控制器設計一樣.控制器左側為輸入的橋臂子模塊電容電壓，右側輸出觸發脈沖.控制器內部采用調用外部chargeup.f、chargedown.f、9level.f三個程序.

逆變器開始工作時，即子模塊電容處于充電狀態時，調用chargeup.f子程序，使得每個子模塊處于0.001s的閉鎖狀態.完成子模塊充電之后，控制器內部調用9level.f發出觸發脈沖，對電容電壓進行均衡控制.A相上橋臂子模塊的電容電壓波形如圖8所示.

圖7　A相上橋臂控制器圖

圖8　上橋臂電容電壓圖

圖9　預充電狀態模塊電容電壓

進一步將圖8分為圖9和圖10兩個過程段分析，由圖9可知，相單元模塊的充電時間為0.02s，并且模塊處于充電時，電容電壓緩慢上升，充電程序符合模型要求.

圖10　正常運行模塊電容電壓

預充電狀態結束之后，電容電壓開始變化，由圖10可知，在均壓策略的影響下，電容電壓的變化趨于一致，圖中顯示子模塊電容電壓的最大值1.22kV，最小值為1.012kV.電容電壓的參考值為1.125kV，故電容電壓的波動百分比ε<10%且滿足逆變器運行時直流側穩壓要求.

根據上下橋臂需要投入子模塊數的實時表達式，可得到投入模塊的波形圖，如圖11所示.

圖11　上下橋臂投入子模塊數

An_up代表A相上橋臂投入的子模塊數目，An_down代表A相下橋臂投入的子模塊個數.

4.3逆變器輸出波形

仿真中輸出的電氣量包括三相對地電壓、三相相電流和線電壓Eab，如圖12所示.

圖12　 A、B、C相電氣量

圖13　線電壓諧波總畸變率

圖14　穩態時線電壓諧波總畸變率

由圖12可知，輸出的三相電氣量波形接近正弦波.同時線電壓Eab的諧波總畸變率(THD)如圖13所示.

從圖中可知，由于啟動過程以及子模塊電容電壓平衡過程，導致THD在開始時較大.但是在0.04s后，即逆變器運行進入穩定運行后，線電壓THD隨時間推移呈現減小趨勢.由圖14可知，穩定之后THD穩定4.5%左右.

5結束語

本文通過對MMC逆變器運行原理進行了分析，并利用PSCAD建模驗證MMC逆變器運行和控制策略的合理性.通過仿真結果看以看出，當模塊化多電平逆變器直接給負荷供電時，采用的電容電壓均衡控制策略和最近電平逼近調制方法能夠使輸出的三相對地電壓、三相電流、線電壓波形接近正弦波，并且輸出的諧波總畸變率很低，體現出基于MMC的逆變器給孤立負荷供電的可能性，也說明本仿真的正確性.

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(編輯：劉寶江)

收稿日期：2014-04-21

作者簡介：尉龍,男，songniu@sdut.edu.cn

文章編號：1672-6197(2015)01-0045-06

中圖分類號：TP271+文獻標志碼：A

Thesimulationofmodulemultilevelinverter

WEILong,SONGJi-jiang

(SchoolofElectricalandElectronicEngineering,ShandongUniversityofTechnology，Zibo255049,China)

Abstract:The module multilevel inverter doesn't need additional commutation voltage as it has the ability of commuting itself and working in a passive condition. The receiving end of power system is not only an active grid, but also a passive grid. So it is possible to provide electricity power for isolated load by using direct current transmission. When this paper describes the topological structureof MMC and principle of commutation, it focus on analyzing strategyon balancingcapacitor voltageand NLM modulation algorithm, which belongs to control strategy of module multilevel inverter.At last,a simulation inverter model of 9 levels is built by PSCAD using the above metioned control strategy. Then the total harmonic distortion of phase voltage and the percentage of sub-module capacitor voltage fluctuation have been regarded as a index to measure the voltage quality and this index has been used to verify the rationality of 9 level module multilevel inverter model.

Key words:inverter; MMC; passive inversion; capacitor voltage balance; total harmonic distortion of phase voltage