X/Ka雙頻段寬帶極化扭轉卡塞格倫天線設計

馬世娟，王　建，李　敏，劉華濤

(電子科技大學 電子工程學院，　成都 611731)

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X/Ka雙頻段寬帶極化扭轉卡塞格倫天線設計

馬世娟，王建，李敏，劉華濤

(電子科技大學 電子工程學院，成都 611731)

摘要：針對標準卡塞格倫天線因饋源口徑、副反射面以及支桿遮擋而導致的增益較低和副瓣電平較高的問題，文中設計了一種極化扭轉變形卡塞格倫天線，通過副反射面的波選擇功能、主反射面的90°極化扭轉功能最大限度地降低了副反射面及支桿的遮擋效應。針對主、副反射面結構復雜的情況，采用等效介電常數的方法簡化仿真模型。首先，利用電磁仿真軟件CST對副反射面的反射率和透射率、主反射面的極化扭轉特性進行仿真分析。然后，利用電磁仿真軟件FEKO對天線主、副反射面進行總體設計仿真優化分析。最后，實測的天線工作絕對帶寬為2 GHz，上、下邊頻以及中心頻點和方向圖的副瓣均小于-20 dB，且實測結果與理論計算及FEKO仿真結果較為一致。

關鍵詞：雙頻段；寬頻帶；極化扭轉；卡塞格倫天線

0引言

卡塞格倫天線是一種雙反射面天線，因其增益高、口徑效率高、波束窄、噪聲低、設計靈活、結構簡單等特點被廣泛應用于雷達系統中[1]。但由于其副反射面、饋源以及支桿遮擋效應，導致副瓣電平上升、增益下降。雙頻段極化扭轉技術在一定程度上解決了卡塞格倫天線副反射面遮擋問題，改善了因拋物面反射波引起的饋源失配的問題[2]。

文獻[3]利用極化扭轉反射器對傳統卡塞格倫天線做了改進；文獻[4]采用模式匹配的方法將入射波分成TE波和TM波模式，對柵條的反射和透射進行了分析，實現了90°極化扭轉；文獻[5-6]利用填充介質的方式對卡塞格倫天線進行分析，在考慮介質損耗的情況下，給出了W波段天線方向圖，其副瓣電平約為-15 dB；文獻[7]設計了3 GHz與9.5 GHz雙頻段極化扭轉的反射板結構，并未提及工作帶寬；文獻[8-9]設計了工作在93 GHz，直徑為200 mm的扭轉極化反射面天線；文獻[10]設計了工作于3 mm波段的天線系統。

根據極化扭轉卡塞格倫天線的基本原理，本文設計了X/Ka雙頻段、寬頻帶極化扭轉變形卡塞格倫天線。利用電磁仿真軟件CST對設計的卡塞格倫天線進行仿真分析，其副反射面對水平極化波的反射率為98%、對垂直極化波的透射率為98%，主反射面對水平極化波的極化扭轉效率為99%。鑒于主、副反射面結構復雜的情況，在仿真優化時，采用等效介電常數的方法簡化仿真模型，并利用電磁仿真軟件FEKO對天線主、副反射面進行總體設計優化分析。天線實測結果與理論計算結果以及仿真分析結果基本一致，該天線的工作帶寬為2 GHz，和方向圖副瓣電平小于-20 dB，差方向圖零深小于-30 dB，零點漂移為0°。

1天線結構

為了降低卡塞格倫天線副瓣電平，利用雙曲線的右半支作為副反射面對標準卡塞格倫天線副反射面結構進行改進，設計了極化扭轉變形卡塞格倫天線，主反射面由45°斜置金屬柵條、全反射面、蜂窩、蒙皮等組成，其中，45°斜置金屬柵條用于實現極化扭轉。副反射面由水平放置金屬柵條、蜂窩、蒙皮等組成，其中，水平放置的金屬柵條用于實現極化選擇，其結構如圖1所示。

圖1　極化扭轉變形卡塞格倫天線結構

來自饋源的水平極化波被由金屬柵條組成的副反射面反射后到達主反射面，然后經過極化扭轉輻射到空中。水平極化波經副反射面反射后，在主反射面分解為與金屬柵條呈水平與垂直的兩個相等分量，垂直分量經全反射面反射后引入λ/2波程差，從而與水平分量合成垂直極化波，并透過副反射面輻射到空中。

2副反射面結構

副反射面由金屬柵條、蜂窩、蒙皮等組成。其中，金屬柵條水平放置，使其與饋源輻射的電磁波的極化方向一致，用于實現極化選擇，即極化方式與金屬柵條平行的電磁波將被反射回去實現全反射，極化方式與柵條垂直的電磁波將透過副反射面實現全透射。副反射面的結構如圖2所示。

圖2　副反射面結構示意圖

副反射面的蜂窩結構是一種周期性介質材料，為簡化仿真分析，將蜂窩結構等效為一種均勻介質，并根據自由空間法介電常數測試理論來計算蜂窩介質等效成等尺寸的均勻平板時的介電常數[11]。蜂窩結構的等效介質板介電常數為ε=1.065(1-j0.002 5)，蒙皮的等效介質板介電常數為ε=3(1-j0.03)。

根據工程設計要求，副反射面的蜂窩厚度為6 mm，內蒙皮厚度為0.4 mm，外蒙皮厚度為0.2 mm。考慮到加工工藝以及金屬柵條直徑對垂直極化波透射率的影響，金屬柵條半徑為0.01 mm。各介質材料尺寸參數如表1所示。

表1　各介質材料參數及尺寸

根據表1所示的副反射面各介質材料尺寸參數，建立簡化的CST仿真模型，如圖3所示。

圖3　副反射面CST仿真模型

利用CST仿真的金屬柵條間距d對X/Ka波段中心頻點的反射率與透射率關系如圖4所示。

圖4　X/Ka波段中心頻點電磁波的透射率和反射率

由圖4可以看出：X/Ka波段水平極化波的反射率和垂直極化波的透射率變化較為平緩，金屬柵條間距在此范圍內的極化選擇效果比較理想。當金屬柵條間距為0.5 mm時，副反射面對X/Ka波段水平極化波的反射率分別為99.8%與98.2%，副反射面對X/Ka波段垂直極化波的透射率分別為98.5%與97.9%。由此可見，設計的副反射面對電磁波的極化選擇效果較好。

3主反射面

3.1主反射面結構

主反射面由金屬柵條、全反射面、蜂窩、蒙皮等組成，其中，金屬柵條與饋源輻射水平極化波呈45°夾角放置，用于實現極化扭轉，其結構如圖5所示。

圖5　主反射面結構示意圖

3.2極化扭轉仿真分析

極化扭轉效率Pc定義為極化扭轉波功率與入射波功率的比值。金屬柵條與其后面的金屬導體平面之間的距離決定水平極化電場入射前后相位差的大小，直接影響極化扭轉效率，選擇合適的蜂窩厚度至關重要。利用CST仿真軟件對主反射面的極化扭轉特性進行仿真優化分析，主反射面中的蜂窩結構仍等效為均勻介質，入射波用水平極化的平面波。

利用如圖6所示的模型作為能夠產生極化扭轉仿真模型，同時建立一個與圖6尺寸完全一致，僅將模型中的兩層金屬柵條去掉的對比模型，用以比較兩個模型在入射波均為水平極化波的情況下，在輸入口所得到的極化波波形情況。其中，不含金屬柵條模型所得仿真結果如圖7所示，含有金屬柵條模型所得仿真結果如圖8所示，圖中虛線表示輸入水平極化波經過反射面反射后在入射口得到的垂直極化波；實線表示輸入水平極化波經過反射面反射后在輸入口得到的水平極化波。

圖6　主反射面CST仿真模型

圖7　不含金屬柵條時模型的極化扭轉效率

圖8　含金屬柵條時模型的極化扭轉效率

由圖7所示的不含金屬柵條模型的仿真結果可以看出，入射到模型表面的水平極化波經金屬反射面反射后，在輸入口的水平極化波的量約為98%，垂直極化波的量約為2%。而由圖8所示含有金屬柵條模型的仿真結果可以看出，極化扭轉效率變化較大。以中心頻點為列，入射到模型表面的水平極化波經金屬反射面反射后，在輸入口的水平極化波約為4%，垂直極化波的量約為96%。由此可見，含有金屬柵條的極化扭轉模型可以實現極化扭轉功能，且極化扭轉效率較為理想。

經過仿真優化后的X/Ka波段水平極化波的極化扭轉轉化比如圖9所示，其中，入射角度表示水平極化波偏離水平面的角度。

圖9　X和Ka波段極化扭轉化比

由圖9可以看出，當入射角為0°，即水平極化波與金屬柵條呈45°時，X和Ka波段水平極化波的極化扭轉效果最好，分別達到98.4%與95.8%。

4仿真與測試

為簡化FEKO軟件仿真模型，根據等效拋物面法，利用如圖10所示的單反射面天線結構等效圖1所示的雙反射面天線結構，此時天線饋源置于等效拋物面單反射面天線的焦點O處。根據圖11所示的反射面直徑為1 m的實際卡塞格倫天線，計算的等效拋物面的焦距為561 mm，饋源采用X/Ka波段寬頻帶的饋源。

圖10　天線等效仿真模型

圖11　天線實物

以X波段的下邊頻、上邊頻及中心頻為例，利用如圖11所示的極化扭轉卡塞格倫天線，在距離天線100 m和200 m處，對天線的方向圖進行測試分析。X波段三個頻點的方位面與俯仰面的和波束歸一化方向圖如圖12~圖14所示。

圖12　X波段下邊頻和波束歸一化方向圖

圖13　X波段中心頻點和波束歸一化方向圖

圖14　X波段上邊頻和波束歸一化方向圖

下邊頻、上邊頻及中心頻的天線測試增益分別為36.11 dB、36.34 dB與36.94 dB，滿足天線設計指標要求。以中心頻為例分析理論計算、FEKO仿真與實測結果，方位面的和波束3 dB波瓣寬度分別為1.90°、1.91°與2.27°，俯仰面的分別為2.10°、2.13°與2.53°。方位面的副瓣電平分別為-19.5dB、-19.0dB與-28 dB，俯仰面的副瓣電平分別為-25.0 dB、-24.0 dB與-30 dB。

X波段三個頻點的方位面與俯仰面的差波束歸一化方向圖如圖15~圖17所示。

圖15　X波段下邊頻差波束歸一化方向圖

圖16　X波段中心頻點差波束歸一化方向圖

圖17　X波段上邊頻差波束歸一化方向圖

由圖15~圖17可以看出，X波段三個頻點的方位面與俯仰面的零深測試結果均小于-30 dB，零點漂移均為0°。

由圖12~圖17可以看出，各頻點和、差波束歸一化方向圖曲線的理論計算與FEKO仿真結果有一定的差異，這是由于FEKO軟件采用基于高階基函數的矩量法，且包含豐富的高頻算法，而理論計算采用口徑場法，從而導致理論計算與FEKO仿真的和、差波束歸一化方向圖具有一定的差異。并且，在FEKO仿真時，采用等效拋物面法將極化扭轉卡塞格倫天線等效為單反射面天線，并將饋源模型與天線組合成整體進行仿真，此時饋源的遮擋效應也對方向圖有一定的影響。

5結束語

本文設計的具有波選擇功能的副反射面、90°極化扭轉功能的主反射面最大限度地消除了副反射面及其支桿的遮擋效應。測試結果表明：設計的卡塞格倫天線X波段增益大于36 dB，絕對帶寬可達2 GHz。和波束3 dB波瓣寬度方位面小于2.60°，俯仰面小于2.73°。副瓣電平小于-20 dB。差波束方位面與俯仰面的零深測試結果均小于-30 dB，零點漂移均為0°，與理論計算、仿真分析結果較為一致，各項指標滿足天線設計要求。

參 考 文 獻

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馬世娟女，1989年生，碩士研究生。研究方向為天線理論分析與設計。

王建男，1956年生，教授。研究方向為天線理論與技術、計算電磁學、微波測量理論與技術等。

李敏男，1989年生，碩士研究生。研究方向為天線理論與設計、反射面天線的設計與研究。

劉華濤男，1989年生，碩士研究生。研究方向為天線理論分析與設計。

·電子對抗· DOI：10.16592/ j.cnki.1004-7859.2015.11.018

·收/發技術· DOI：10.16592/ j.cnki.1004-7859.2015.11.015

Design of X/Ka Dual-band and Wide Band Polarization-reversed

Cassegrain Antenna

MA Shijuan，WANG Jian，LI Min，LIU Huatao

(School of Electronic Engineering,

University of Electronic Science and Technology of China,Chengdu 611731 China)

Abstract：In order to solve low mainlobe gain and high sidelobe gain of the standard Cassegrain antenna, which is introduced by the feed aperture, vice-reflector and strut shielding effect, a polarization-reversion and deformational Cassegrain antenna is proposed in this paper. The shielding effect of vice-reflector and strut is greatly reduced by the polarization selection of the vice-reflector and polarization-reversed of main-reflector. Based on the effective permittivity method, a simple simulation model is established to reduce the structure of the main-reflector and vice-reflector. The reflectivity and transmittance of vice-reflector and polarization-reversed rate of main-reflector are analyzed by the electromagnetic simulation software CST. The design of main-reflector and vice-reflector are analyzed and optimized by the electromagnetic simulation software FEKO. Compared with the results of theoretical calculation and simulation, the test results of the designed polarization-reversed Cassegrain antenna has a similar performance that the bandwidth is 2 GHz, and the sidelobe level of sum pattern is below -20 dB.

Key words：dual-band; wideband; polarization-reversed; Cassegrain antenna

收稿日期：2015-07-24

修訂日期：2015-09-30

通信作者：馬世娟Email：msj111111@126.com

中圖分類號：TN823+.28

文獻標志碼：A

文章編號：1004-7859(2015)11-0064-05