大功率IGBT短路故障分析

張　振，蔡　煜（武漢船用電力推進裝置研究所，武漢 430064）

?

大功率IGBT短路故障分析

張振，蔡煜
（武漢船用電力推進裝置研究所，武漢 430064）

摘要：IGBT模塊正常條件下運轉正常，但在低電感短路條件下時，卻出現故障。通過對商用IGBT模塊的主電流通路和柵極結構的內部電氣通路進行分析，獲取了部分電感的自感和互感。對部分電感應用PSPICE進行建模，經過仿真發現在短路試驗時電流最高的通路與故障芯片的位置是一致的。同時還提出了一個相似的IGBT模塊的布局方案。對IGBT模塊的幾何排布進行了建模仿真并給出了仿真結果。

關鍵詞：電流密度IGBT電感功率半導體器件功率半導體開關脈沖電源開關

0　引言

大功率變頻器裝置在正常狀態下，IGBT模塊（生產廠家代號為A）能夠可靠運行，但是當發生電弧故障時，卻出現了一些模塊損壞的情況。

通常情況下，短路故障分為兩類：軟性短路和硬性短路。其中硬性短路是指IGBT正在開通時發生的短路故障，而軟性短路是指IGBT導通之后發生的短路故障。在理想條件下，IGBT模塊發生軟性短路故障時集電極電流（Ic）會升高，直到IGBT脫離飽和狀態，此時集電極電壓會升高，而開關的跨導會將電流限制在一個安全的范圍內。當柵極發射極驅動電壓為+15V時，A廠家IGBT模塊的芯片會脫離飽和狀態，并限制模塊的故障電流到5 kA左右。

本文進行了軟性短路故障的測試，采用的試驗方式是使用IGBT模塊通過飽和電感給電容放電。開始時由于電路電感的限制，電流的增長率較低，而當電感飽和后不再阻礙電流增長時就會出現軟性短路。

1　故障說明

發生軟性短路時，變頻器中有一些模塊發生損壞。測量顯示故障時IGBT模塊中電流峰值超過了15 kA，而上升速率大于10 kA/μS。

A廠家IGBT模塊的設計采用共16塊IGBT芯片和8個反并聯二極管，內部形成共四個相同的閥組。每個閥組如圖1所示包含四個IGBT芯片和兩個反并聯二極管。

通過圖2所示的發射極和集電極匯流排來彼此連接，將靠近集電極匯流排的兩塊芯片稱為“IGBT A”，將靠近發射極匯流排的兩塊芯片稱為“IGBT B”。

打開IGBT模塊經過觀察發現故障均發生在最靠近發射極匯流排的IGBT B的芯片上。對損壞IGBT模塊的檢查發現IGBT芯片內部布局的不對稱導致了電流的不平衡，這意味著IGBT B芯片中的電流密度要高于IGBT A。

表1　圖3及圖4中自感（對角線）互感值（非對角線）

圖1　A廠IGBT模塊內部布局

圖2　A廠IGBT模塊單個閥組

圖3　A廠IGBT模塊半個閥組等效電路

2　故障分析

IGBT芯片間的電流分布是通過電路分析軟件PSPICE來實現的，軟件模型中包含計算出的電氣通路的自感和互感數值，與實際的IGBT芯片的電氣參數相一致。

2.1電感

如圖3所示為A廠生產的IGBT模塊中一個閥組的接線圖，在圖中IGBT閥組等效電路中閥組節點的布置是采用圓點來表示的，這些節點間的電路連接是通過紅色連線來表示的。主電源到IGBT芯片間的連接是通過：

1）集電極匯流排，至集電極板，再到IGBT A的集電極，然后到IGBT B的集電極。

2）發射極匯流排，至發射極板。

柵極驅動是通過外部的柵極和控制發射極節點連接到IGBT芯片的。

從圖1可以看出閥組的上下部分的對稱性，因此可以確定電感模型的主要部分可以從兩個IGBT芯片推導得到，考慮到故障的模式，因此使用四塊IGBT芯片中的兩塊來進行PSPICE建模是足夠的。

圖3是IGBT閥組下半部分的視圖，上面按照位置繪制有電感建模的等效電路。每個電感邊的圓點代表PSPICE模型中的同名端，同時表示互耦中的正向。共有八組焊線將IGBT的芯片連接至發射極板，在圖3中：

1）LCollectorB代表GBT B集電極電感。

2）LCollectorAB代表從集電極板出來IGBT A和IGBT B共有的集電極電感。

3）LEmitterA代表集電極焊線和IGBT A電源發射極板的電感之和。

4）LEmitterB代表IGBT B發射極焊線電感。

5）LEmitterAB代表電源發射極板上被IGBT A和IGBT B共有的電感。

6）LGateA代表IGBT A柵極焊線的電感。

7）LGateB代表IGBT B柵極焊線和柵極母排的電感。

8）LContaolEmitter代表控制發射極母排的電感與到電源發射極板的焊線的電感之和。

每條發射極焊線在集電極板上在集電極板上都焊接在不同的位置，在電路模型中假定這些連接到IGBT芯片的電感是固定在同一個節點上的。在這個一階電感模型中，忽略發射極焊線上電流密度的差別，所有的發射極焊線被視作出自同一個公共點。

圖4將普通電感表示為直線段，由于電感僅被定義為閉合環路，而電感值絕大部分取決于所選取的返回路徑，于是等效電路可以認為是由部分電感組成。這種等效電路只有在考慮了完整的環路以及所有部分電感間的互感時才是有效的。

圖4　半個閥組等效電路的PSPICE模型

可以用來計算部分電容的軟件有FastHenry，Amperes和Faraday，本文使用公用軟件FastHenry的電感提取功能計算IGBT閥組中部分電感矩陣。FastHenry是一款三維電感計算軟件，能夠計算隨頻率變化的電阻值，以及復雜外形導體的自感和互感。FastHenry將導體外形模擬成一個直線運動的導體，然后計算導體在不同節點間的阻抗。

FastHenry將模型視作一個n端口網絡，仿真的輸出是一個文本文件，其中有給定頻率下各個端口間的直接阻抗和互阻抗。仿真方法是將一個交流電流施加到網絡中的一個端口，然后測量其它端口感應出來的電壓。阻抗的實部與虛部分別代表從此端口看進去的電阻與電感。輸出矩陣的對角線上的阻抗的虛部代表自感，而非對角線位置的虛部代表互感。在PSPICE軟件中，互感是左右一個耦合系數來計算的。表I所示為圖3及圖4中電感的自感和互感數值。其中，自感數值位置主對角線上，而在非對角線位置上則是互感的耦合系數。

2.2IGBT的PSPICE模型

A廠不提供很多產品的PSPICE模型，因此在PSPICE中的芯片模型選取的是IR公司的IRG4PH50U型IGBT，這是一種單芯片的模塊。IR公司的IGBT芯片模型進行了下列設置：

1）模型參數按照A廠芯片的直流參數特性表來調整，設置為一個芯片，環境溫度25℃，集電極發射極電壓為20V。

2）對A廠的IGBT芯片進行測試，然后根據測試數據調整IR公司IGBT芯片的隨電壓變化的電容值。圖5所示為密勒電容，以及一塊IGBT芯片的集電極發射極電容，此電容值為電壓的函數。測量在Vge為直流350V的情況下進行，柵極發射極電容經過仿真約為14.7 nF。

其它建模的條件包括：

1）圖2中的二極管不建模，因為測試在IGBT導通條件下進行，此時二極管中沒有電流通過。

2）只對從IGBT芯片出來的焊線進行建模，而將兩半芯片鏈接在一起的焊線沒有進行建模。

圖5　IGBT芯片的Ccg和Cce

模擬環境下，柵極發射極驅動電壓可以在-15V 與+14V范圍內調節。柵極驅動電壓是從IGBT模塊外給出的，加在Gate_Trigger和Control_Emitter之間（如圖4所示）。因此，柵極發射極電壓Vge是不同于外部施加的驅動的。仿真分析是獲取自IR公司

IGBT模型的柵極和發射極之間的電壓Vge。

2.3仿真結果—正常運行

正常運行時，仿真得到的最大電流數值如圖6所示，每個IGBT模塊高達3 kA（16個IGBT芯片中每個芯片平均為180 A）。IGBT B中的電流僅僅略高于IGBT A。假設每個IGBT芯片中的電流均勻分布，每個芯片對于集電極發射極電流都具有80mm2的有效截面積，在芯片中最大的電流密度約2.3 A/mm2。在電流上升期出現的電流不平衡的原因是IGBT A的柵極發射極電壓Vge在此期間發生下降。

圖6　IGBT芯片正常運行時波形

2.4仿真結果—軟性短路

在軟性短路條件下仿真出來的柵極發射極驅動電壓波形有一個1.2 ms的平頂，每個IGBT模塊的最大電流為6 kA（平均每個芯片375 A）。從圖7的電流波形可以看出：通過IGBT B的最大電流為490 A，比模塊最大電流的十六分之一高出大約30%，原因是IGBT B的Vge在電流的急速上升期增加了大約2.5V。而IGBT A中最大電流小于十六分之一模塊電流的原因則是在電流的急速上升期Vge下降了約3V。

圖7　IGBT芯片軟性短路時波形

假設每個IGBT芯片中的電流均勻分布，每個芯片對于集電極發射極電流都具有80mm2的有效截面積，在IGBT B的芯片中最大的電流密度約為6.1 A/mm2。由于軟性短路導致IGBT故障，仿真計算進一步的分析了IGBT A和IGBT B芯片中出現電流不平衡的原因。

3　仿真結果

從圖7可以看出，IGBT B在軟性短路時通過的電流要明顯高于IGBT A。因此，對于軟性短路時IGBT B的Vge增加和IGBT A的Vge下降進行了理論分析和計算：

1）主電流通路連線至柵極的電感（圖4中的LGateA和LGateB）之間的互感參見表I。

2）主電流通路連線和控制發射極電感（圖4中的LControlEmitter）之間的互感參見表1。

3.1與柵極母排互感的影響

從圖7可以看出，在軟性短路時，IGBT的Vge上升了將近2.5V而其中的最大電流則達到了490 A。為了確定柵極母排和焊線的互感的作用，在仿真中將互感值設置為零。在對柵極沒有互感的情況下，當軟性短路發生時IGBT A和IGBT B芯片的Vge各自下降了大約3V，從圖8可以看出，通過IGBT A和IGBT B中的電流分別被限制在了320A和350 A。

圖8　無柵極母排互感時軟性短路時波形

可以看出，主電流通路與柵極母排間的互感明顯造成了IGBT芯片中的電流不平衡。根據表II，大電流通路的LEmitter與LGateB的互感最大，同時，大電流通路的LEmitterAB、LCollectorB 和LEmitterA與LGateB的互感也較大。

3.2與控制發射極互感的影響

為了確定與控制發射極的互感的作用，將這些互感值設置為零。在沒有這些互感的前提下，當軟性短路發生時，IGBT B的Vge上升了大約5V（如圖9所示）。于是，當與控制發射極的互感為零時，IGBT B中最大的故障電流從490 A上升到了520 A。同樣情況下，IGBT A中的最大故障電流從360 A上升到了395 A。

主電流通路和控制發射極母排的互感限制了IGBT芯片中的最大電流，根據表1，大電流通路上的LEmitterAB與LControlEmitter之間的互感最大，同時，大電流通路上的LCollectorB、LEmitterA與LControlEmitter間的互感也較大。

如圖2和圖3所示，控制發射極母排與控制IGBT B的柵極母排平行。大電流通路的電感LCollectorB、LEmitterA和LEmitterAB同LGateB 和LControlEmitter之間的耦合參數在幅值上是相似的，因此感應的電壓對IGBT B的Vge的作用相對較小。然而，LEmitterB與LGateB之間的耦合系數相比LEmitterB與LControlEmitter之間的耦合系數就要大得多了。所以，IGBT B的發射極中急速上升的電流與自身柵極的耦合系數最高，對Vge上升影響最大。

圖9　無控制發射極互感時軟性短路時波形

4　改進方案

通過對芯片中電流不平衡原因的分析，綜合考慮閥組中芯片的布局，設計出一種如圖10所示的布局模式，并對這種IGBT模塊IGBT進行了軟性短路條件下的建模與仿真。

圖10　改進IGBT閥組布置方案

分析結果顯示這種特殊的布局可以顯著的降低IGBT芯片間的電流不平衡（見圖11）。

IGBT芯片間電流不平衡的降低是因為這種芯片布局可以降低柵極發射極電路中的感應電壓（見圖12）。

5　結語

研究證明柵極母排和柵極焊線的互感是A廠IGBT模塊的芯片間電流不平衡的主要原因，同柵極電路的互感可以使得芯片Vge的電壓升高，超過外部施加的柵極電壓，因此對故障電流的影響最大。所以，在對IGBT模塊進行設計，特別是要求高di/dt時，必須格外注意模塊內部的主電流通路的布局。

圖11　每閥組附加2 Ω電阻的改進方案軟性短路電流波形

圖12　每閥組附加2Ω電阻的改進方案軟性短路電壓波形

每個IGBT閥組中低于2 Ω的柵極電阻可以降低故障電流，雖然IGBT芯片間電流不平衡的絕對值并沒有受到太大影響。不推薦在每個閥組（包含四個IGBT芯片）使用低于0.3 Ω的柵極電阻，因為會引起柵極電流振蕩。

在對IGBT模塊的內部布局方式進行改進之后，通過仿真分析可以看出在軟性短路故障條件下，芯片間的電流分布是均勻的。

參考文獻：

［1］徐德鴻.現代電力電子器件原理與應用技術.北京：機械工業出版社，1999.

［2］Cadence，San Jose，CA 95134，USA.www.orcad.com.

［3］賀益康，潘再平 電力電子技術.北京：機械工業出版社，2009.

［4］徐德鴻.電力電子系統建模及控制.北京：機械工業出版社，2006.

Analysis of High Power IGBT Short Circuit Failures

Zhang Zhen，Cai Yu
（Wuhan Institute of Marine Electric Propulsion，Wuhan 430064，China）

Abstract:IGBT modules work well under normal conditions，but they fail when short circuit at low inductance.The internal electrical connections of a commercial IGBT module are analyzed to extract self and mutual partial inductances for the main current paths as well as for the gate structure.The IGBT module，together with the partial inductances，is modeled.The simulation results show that the highest current in the short-circuit test is consistent with the position of the fault chip.A similar IGBT module layout scheme is also proposed.The geometry model of IGBT module is simulated and the simulation results are given.

Keywords：current density； insulated gate bipolar transistors； inductance； power semiconductor devices；power semiconductor switches； pulse power system switches

中圖分類號：TM46

文獻標識碼：A

文章編號：1003-4862（2016）06-0070-05

收稿日期：2015-12-23

作者簡介：張振（1983-），男，工程師。研究方向：電機。