700 kW船用軸帶無刷雙饋發電機的設計與測試

賈　磊　王雪帆　熊　飛

(強電磁工程與新技術國家重點實驗室(華中科技大學)　武漢　430074)

?

700 kW船用軸帶無刷雙饋發電機的設計與測試

賈磊王雪帆熊飛

(強電磁工程與新技術國家重點實驗室(華中科技大學)武漢430074)

無刷雙饋發電機轉子繞組諧波含量大，導致發電機損耗大、效率低，制約了其工業應用。為解決此問題，運用繞組齒諧波原理和正弦繞組理論，提出一種采用多節距不等匝多層線圈設計轉子繞組的無刷雙饋發電機，并結合設計實例進行了詳細分析。這種新結構能有效提高轉子繞組的導體利用率，并減少除了兩種主要極對數之外的其他諧波含量。通過有限元建模仿真和樣機實驗驗證了結構設計的正確性。樣機實驗結果表明，所提出的多節距不等匝多層線圈轉子結構的無刷雙饋發電機具有良好的性能指標。

無刷雙饋發電機齒諧波正弦繞組有限元

0　引言

對于船舶來說，其進行節能減排的關鍵技術之一就是對船舶供電系統的改進，也就是對船用軸帶無刷雙饋發電技術的積極采納。無刷雙饋發電機軸帶發電系統如圖1所示，充分利用船舶主柴油機的功率儲備，不僅去除了傳統變速恒頻發電系統中最薄弱的環節——機械齒輪箱，而且實現了對無刷雙饋發電機的直接驅動，提高了主柴油機的整體效率。具體來講，其優越性包括：降低主機燃油消耗；降低船舶發電成本；減少維護保養費用；改善員工工作條件；促進節能減排[1]。這種船用無刷雙饋發電機是一種新型的同時具有同步電機和異步電機特點的交流調速電機，其結構和運行原理與傳統的交流電機有較大差別，近年來這種新型電機的理論及應用取得了相當進展。無刷雙饋發電機有多種轉子結構，目前國內外研究的轉子結構主要有磁阻式轉子[2- 4]、特殊籠型轉子[5-9]和復合轉子結構[10]，但仍存在轉子諧波含量大、繞組導體利用率低等問題。為了提升電機性能，提出了采用繞線轉子來解決轉子諧波含量大及導體利用率低的問題[11-14]。繞線型轉子是借助于齒諧波原理和正弦繞組理論而設計的一種特殊轉子[15]。文獻[15]中轉子繞組采用了等節距不等匝雙層繞組設計，而本文中的轉子繞組采用了多節距不等匝多層繞組設計，這種特殊的轉子繞組接線方式靈活，線圈匝數和節距均可調節，同時能最大程度提高導體利用率，并進一步削弱諧波含量。本文設計的無刷雙饋發電機就是采用這種特殊繞線型轉子。無刷雙饋發電機定子上嵌放有兩套繞組：功率繞組和控制繞組。轉子上只有一套繞組。定子上的兩套繞組不能直接耦合，只能通過轉子繞組間接實現能量的交換和傳遞。由于無刷雙饋發電機取消了電刷和滑環的使用，提高了系統的穩定性，減少了維護費用的開支，而且控制用的變頻器的容量只占系統總容量的一小部分。因此無刷雙饋發電機在變速驅動、軸帶發電和風力發電的應用上具有重要意義[16-22]。

圖1　無刷雙饋發電機軸帶發電系統Fig.1　The brushless doubly fed shaft generator system

1　齒諧波原理和正弦繞組

無刷雙饋發電機的工作原理要求轉子繞組能同時產生p1和p2兩種不同極對數的旋轉磁動勢，并且旋轉方向相對相反。運用齒諧波原理設計的轉子繞組，能滿足無刷雙饋發電機的工作原理要求。根據交流電機的繞組理論，對于Z個槽，按照極對數p設計的m相對稱繞組，除產生極對數為p的基波磁動勢外，還將同時產生次數為v=kZ/p±1的諧波磁動勢，即極對數為kZ±p(k=1，2，3…)的齒諧波磁動勢。對于電機的第v次諧波，其繞組的分布系數和短距系數的計算公式分別為

(1)

式中，q為每極每相槽數；α為槽距角(機械角度)；y為繞組節距；τ為極距。對于諧波次數v=kZ/p±1的齒諧波來說，其短距系數和分布系數分別為

(2)

由式(2)可知，極對數為kZ±p的齒諧波的分布系數和短距系數與基波相等。對v=p對極的諧波來說，相鄰兩槽號間的夾角為αp電角度，而對v=kZ±p對極的諧波來說，此夾角為

vα=(kZ±p)α=2πk±pαk=1，2，3，…

(3)

因此，若式(3)中的正負號取正號，極對數v=p的磁場和極對數v=kZ+p的磁場沿同一方向旋轉；若式(3)中的正負號取負號，極對數v=p和極對數v=kZ-p的磁場沿相對相反的方向旋轉。因此當轉子槽數Z=p1+p2時，得出以下結論：①極對數為p1的繞組產生的磁動勢與極對數為p2的繞組產生的磁動勢成對出現，旋轉方向相對相反；②極對數為p1的繞組與極對數為p2的繞組系數相等。

但當轉子槽數Z=p1+p2時，構成的轉子繞組中，除了所需要的極對數p1和p2以外，還存在其他極對數的齒諧波。在這些齒諧波中，尤其是極對數較低的齒諧波磁動勢幅值會比較大，嚴重影響電機性能。可以通過增加轉子槽數的辦法來削弱極對數較低的齒諧波。通過增加轉子槽數，不僅能滿足電機槽配合的要求，而且有效降低了轉子繞組的諧波含量。但僅采用這種方法并不能最大程度地削弱諧波。基于正弦繞組理論，轉子結構采用正弦繞組設計，通過合理調配各線圈的匝數和排列方式來削弱諧波，使得轉子繞組在兩種不同極對數下的磁動勢呈近似的正弦分布，降低了諧波含量，提高了導體利用率[23]。

2　特殊繞線型轉子結構及繞組連接方案

所設計的特殊繞線型無刷雙饋發電機轉子繞組包括6個自閉合連接的回路：A1、A2、B1、B2、C1和C2。各支路繞組空間位置分布和轉子繞組連接方案如圖2a和圖2b所示。圖2b中虛線框內線圈導體數為4，線圈節距為12；點畫線框內線圈導體數為3，線圈節距為9。虛線框和點畫線框內的數字均代表線圈的上層邊所在槽號，流過正向電流，相應的線圈的下層邊所占槽號根據線圈節距可以算出，下層邊流過負向電流。這種特殊設計的多節距不等匝正弦繞組設計可大幅度削弱轉子諧波含量[24]。將這6個自閉合回路所占的全部槽號在轉子84槽4極槽號相位圖和轉子84槽8極槽號相位圖上畫出，如圖3a和圖3b所示。發現不管在84槽4極槽號相位圖還是在84槽8極槽號相位圖的分布下，A1和A2、B1和B2、C1和C2都是完全的同相位同大小。轉子繞組等效為A相、B相和C相繞組。而且在84槽4極槽號相位圖分布下，A1A2 、B1B2和C1C2依次相差120°電角度，是正相序連接，在84槽8極槽號相位圖分布下，A1A2，B1B2和C1C2依次相差240°電角度，是反相序連接，這就說明這種特殊設計的繞線型轉子可同時產生4極磁場和8極磁場，而且這兩個磁場相對旋轉方向相反，與定子側功率繞組和控制繞組極對數一一對應，從而實現了功率繞組和控制繞組通過轉子繞組耦合，間接實現了能量的交換與傳遞。

轉子繞組諧波含量和繞組系數計算結果見表1。從表中可看出功率繞組4極和控制繞組8極的繞組系數都在0.68以上，而且除了這兩個主要的極對數諧波外，其他各諧波含量均控制在4%以下，諧波含量很低。其中正號表示諧波磁場沿順時針旋轉，負號表示諧波磁場沿逆時針方向旋轉。

圖3　84槽4極繞組槽號相位圖和84槽8極繞組槽號相位圖Fig.3　The slot number phase graph of 4-pole-84-slot and 8-pole-84-slot

極對數繞組系數諧波含量百分比20.6905-181.740.7600+100.080.0412-2.71100.0193+1.01140.0588-2.21160.0954+3.13200.0157-0.41220.0934+2.23260.0797-1.61320.0754-1.23340.0335+0.51

3　無刷雙饋發電機參數及有限元分析

電機定子功率繞組為單層三角形聯結，控制繞組為雙層三角形聯結，功率繞組和控制繞組嵌放在相同的定子槽內，功率繞組放在定子槽的底部，控制繞組放在定子槽的頂部。定子采用半開口的矩形槽，轉子采用斜肩圓底槽，定轉子結構如圖4a和圖4b所示。

圖4　無刷雙饋發電機定子和轉子結構Fig.4　Thestator and rotor structure picture of the BDFM

無刷雙饋發電機內部磁場的最大特點就是兩種不同極對數且不同轉速的旋轉磁場共用一套磁路，這也給無刷雙饋發電機的磁場分析和計算帶來很大困難，傳統的磁路計算法只能將兩套磁場分開單獨計算，而不考慮它們之間的相互作用給磁路飽和程度帶來的影響，為了能更加準確地分析無刷雙饋發電機的性能，在有限元軟件ANSOFT中采用二維瞬態場建模分析，它與三維模型的區別僅在于忽略了端部漏磁，端部漏磁場相對于主磁場來說所占的比重較小，在二維瞬態場中可利用場路耦合的辦法在外電路中加入一個與端部漏磁場相對應的漏磁電感即可。由于鉸鏈的導體中沒有渦流存在，而是由很細的導線組成，在實際的有限元模型中易于實體建模與剖分。因而瞬態求解器將其對電流的影響以電流密度的形式分配到整個導體區域。構成鉸鏈導體的所有細導線串聯或并聯，并通過相同的電流

(4)

式中，v為運動導體的即時速度，m/s；A為矢量磁位，Wb/m；JS為均勻分布的電流密度，A/m2。在有限元模型中將定子外邊界矢量磁位設為零，JS可表述為

(5)

式中，if為流入股線線圈繞組的總電流，A；Sf為繞組的總截面面積，m2；Nf為繞組中股線總數；a為繞組的并聯支路數；p為實際模型和有限元求解域的比。由于本文中氣隙磁場的特殊性，故用全模型求解，df為回路的極性(-1或+1)。繞組端電壓是這些股線的總電壓，與外部電抗電壓之和uS為

R=Rdc+Rend+Rext

L=Lend+Lext

(6)

式中，Rdc為總直流電阻，Ω；Rend為繞組端部電阻，Ω；Rext為與電線連接的外部電阻，Ω；l為模型的軸向深度，m；lend為繞組端部漏電感，H；lext為與電線連接的外部電感，H；L為模型中線圈電感，H。電機參數如表2所示，其中電壓電流均為每相有效值。根據樣機的參數建立的無刷雙饋發電機有限元模型如圖5所示。

表2　無刷雙饋發電機參數Tab.2　The parameters of the BDFG

圖5　無刷雙饋發電機有限元模型Fig.5　The finite element model of the BDFM

無刷雙饋發電機外電路如圖6所示，圖6a中R為功率繞組端外接每相電阻，用來模擬功率繞組端接不同負載情況。其中0.122 6 mH、0.143 2 mH和0.231 9 mH分別為功率繞組每相端部漏感、控制繞組每相端部漏感和轉子繞組每條支路端部漏感，用來模擬繞組端部漏磁場的影響。0.012 5 Ω、0.020 5 Ω和0.144 4 Ω分別為功率繞組每相電阻、控制繞組每相電阻和轉子每條支路電阻的大小。Uc和fc為控制繞組端外接三相對稱電壓源電壓的最大值和頻率。

圖6　無刷雙饋發電機外電路Fig.6　The PW，CW and RW external circuits of the BDFM

本文中無刷雙饋發電機自然同步轉速為600 r/min，為了分析電機運行性能，對電機在450 r/min和750 r/min兩種不同轉速以及同一個轉速下帶不同負載(功率繞組端空載和滿載)進行仿真研究，負載功率因數均為1.0。因此有4種不同的仿真條件：①電機轉速為450 r/min，功率繞組端空載，即功率繞組出線端接每相電阻R的大小為20 kΩ，控制繞組出線端接三相對稱反相序正弦電壓源每相電壓幅值Uc為110 V，頻率fc為15 Hz；②電機轉速為450 r/min，功率繞組接700 kW負載，即功率繞組出線端接每相電阻R的大小為0.289 3 Ω，控制繞組出線端接三相對稱反相序正弦電壓源每相電壓幅值Uc為154 V，頻率fc為15 Hz；③電機轉速為750 r/min，功率繞組端空載運行，即功率繞組出線端接每相電阻R的大小為20 kΩ，控制繞組出線端接三相對稱正相序正弦電壓源每相電壓幅值Uc為110 V，頻率fc為15 Hz；④電機轉速為750 r/min，功率繞組接700 kW負載，即功率繞組出線端接每相電阻R的大小為0.289 3 Ω，控制繞組出線端接三相對稱正相序正弦電壓源每相電壓幅值Uc為145 V，頻率fc為15 Hz。

3.1功率繞阻端發電電壓波形

本文中無刷雙饋發電機功率繞組端發電電壓有效值為450 V，頻率為60 Hz。在4種仿真條件下功率繞組端發電電壓波形及對波形的諧波分析如圖7和圖8所示。4種仿真條件下，功率繞組端發電電壓對應于60 Hz頻率的有效值分別為451.0 V、450.3 V、451.3 V和453.8 V。電壓偏差分別為0.22%、0.07%、0.29%和0.84%。電機作發電機使用時對功率繞組端發電電壓波形要求較高，其中電壓總諧波畸變率是檢驗發電電壓波形的正弦性好壞的一個指標，它以各次諧波電壓的有效值與基波電壓有效值之比的百分數來表示，即電壓諧波畸變率THD為

(7)

式中，Un為第n次諧波電壓有效值，V；U1為基波電壓有效值，V。因此對應于4種仿真條件下功率繞組端發電電壓波形諧波畸變率分別為1.72%、1.79%、0.19%、0.65%。這說明了發電電壓的諧波含量很小，正弦性良好。

圖7　仿真條件①和②下功率繞組相電壓波形和諧波分析Fig.7　The waveforms and harmonic analysis of power winding phase voltage under the simulationcase ① and case ②

圖8　仿真條件③和④下功率繞組相電壓波形和諧波分析Fig.8　The waveforms and harmonic analysis of power winding phase voltage under the simulation case ③ and case ④

3.2氣隙磁通密度

無刷雙饋發電機內部有兩種不同極對數不同轉速的磁場同時存在，因此磁場的分布不是很規則。這一點可從圖9和圖10中對應于4種仿真條件的氣隙磁通密度波形上看出。從圖9b和圖10b的氣隙磁通密度波形諧波分析可發現，氣隙主要存在4極和8極磁場。對應于4種仿真條件下，4極磁場磁通密度幅值分別為0.256 T、0.276 T、0.255 T和0.282 T，8極磁場磁通密度幅值分別為0.474 T、0.609 T、0.478 T和0.624 T。4極磁場磁通密度幅值相對于8極磁場磁通密度幅值的比例依次為54.0%、45.3%、53.3%和45.2%。無刷雙饋發電機功率繞組所連接的負載越大，氣隙中其他各次諧波含量也就越大，如圖9和圖10所示。負載運行時，出現了轉子繞組諧波分析(見表1)中所沒有的諧波極對數，如極對數為6和18的諧波，這可能是由于電機定轉子齒槽相互作用，重載情況下磁路飽和程度較高等原因導致的。

圖9　仿真條件①和②下氣隙磁通密度波形和諧波分析Fig.9　The air gap flux density waveforms and harmonic analysis under the simulation case ① and case ②

圖10　仿真條件③和④下氣隙磁通密度波形和諧波分析Fig.10　The air gap flux density waveforms and harmonic analysis under the simulation case ③ and case ④

3.3控制繞組和轉子繞組電流

圖11　仿真條件①～④下控制繞組和轉子繞組電流波形Fig.11　The control and rotor winding current waveforms under the simulation case ①～④

對應于4種仿真條件下，控制繞組線電流和轉子繞組每條支路電流波形如圖11所示。圖11a中，仿真條件①和②下，控制繞組每相電流有效值分別為116.7 A和589.3 A，轉子繞組每條支路電流有效值分別為10.8 A和176.0 A。圖11b中，仿真條件③和④下，控制繞組每相電流有效值分別為115.7 A和597.4 A，轉子繞組每條支路電流有效值分別為10.4 A和179.3 A。由此不難發現，在無刷雙饋發電機功率繞組端接相同大小負載的情況下，控制繞組和轉子繞組在不同轉速下(如本文中450 r/min和750 r/min)，電流大小基本不變。如仿真條件①和③下控制繞組線電流大小分別為116.7 A和115.7 A，轉子每條支路電流大小分別為10.8 A和10.4 A，在仿真條件②和④下也可發現同樣的情況。

3.4功率繞組和控制繞組有功功率分配和電壓關系

圖12　功率繞組和控制繞組有功功率分配Fig.12　The active power allocation of the power winding and control winding

圖13　功率繞組和控制繞組相電壓變化關系Fig.13　The phase voltagerelationshipsbetween the power winding and control winding

無刷雙饋發電機功率繞組出線端接700 kW負載滿載運行時，控制繞組三相的總有功功率隨轉速變化情況如圖12所示。本文中無刷雙饋發電機自然同步轉速為600 r/min，電機轉速低于自然同步轉速時，控制繞組從外部吸收有功功率，如圖12中控制繞組有功功率大于零的部分。若電機轉速高于自然同步轉速，控制繞組向外部發出有功功率，如圖12中控制繞組有功功率小于零的部分。因此為了提高電機運行效率，應使電機運行在高于自然同步轉速的狀態，在低轉速運行時，電機的效率非常低。功率繞組端滿載運行時，功率繞組每相電壓保持450 V不變，控制繞組每相電壓有效值隨轉速變化情況如圖13所示。從圖中可以看出，無刷雙饋發電機轉速越接近自然同步轉速600 r/min時，控制繞組每相電壓值就越小，吸收或發出的三相總功率也很小。低頻時雖然所需的控制功率很小，但由于低頻時所需的控制電壓非常低，哪怕很小的擾動都會使得功率端發電電壓產生很大的波動，所以，要想實現無刷雙饋發電機的大規模運用，這種控制上的問題必須解決。

4　樣機負載測試

樣機測試的實驗平臺如圖14所示，整個系統實驗步驟如下：首先閉合開關K1，起動拖動無刷雙饋發電機的原動機的變頻器讓原動機運行起來，當原動機的轉速穩定在400～900 r/min時，閉合開關K3，讓連接控制繞組的變頻器由蓄電池供電，通過調節控制繞組的勵磁電壓來調節功率繞組的發電電壓，檢測功率繞組端發電電壓和頻率，當發電電壓到達450 V和60 Hz，并且穩定后，合上開關K2和負載開關K5，變頻器整流橋開始工作，斷開K3脫開外部直流供電。當原動機轉速在600 r/min以上時合上K4，由于控制繞組可能有能量回饋，為了防止變頻器直流母線電壓泵升，因此在變頻器上外加上能量回饋單元，將直流母線上多余的能量回饋給負載。由圖14可知，當控制繞組有能量回饋時，其能量流通路徑為：控制繞組→變頻器直流母線→能量回饋單元→負載。測試用的控制柜和700 kW無刷雙饋發電機原型機如圖15a和圖15b所示，樣機測試結果見表3，表3給出了功率繞組滿載運行時測量到的控制繞組電壓和電流變化情況。從表中可看出功率繞組端發電電壓偏差不超過2%，而且功率繞組帶相同負載時，控制繞組每相電流和轉子繞組每支路電流在不同轉速下基本保持不變。無刷雙饋發電機功率繞阻端接不同大小負載在不同轉速下測量的效率曲線如圖16所示，由圖可知，電機在低速運行時效率在85%～92.5%之間，高速運行時效率在90%～95%之間，因此為了保證電機高效率運行，電機轉速要在高于自然同步轉速運行。

圖14　樣機測試平臺Fig.14　The testing platform of the BDFG

圖15　無刷雙饋發電機測試系統控制柜和原型機Fig.15　The control cabinet of the BDFG test system and the prototype

圖16　無刷雙饋發電機不同負載下效率曲線Fig.16　The efficiency curves of the BDFG with different loads

無刷雙饋發電機功率繞組端接700 kW、功率因數為0.90的負載，電機轉子轉速為750 r/min，達到穩定運行后，功率繞組線電壓、線電流和雙向變頻器直流母線電壓實測波形曲線如圖17a所示。功率繞組線電壓、線電流有效值和雙向變頻器直流母線電壓分別為451.2 V、1 039.2 A和239.1 V。圖17b為相應的功率繞組線電壓、電流波形諧波分析結果。諧波分析結果顯示：電壓3、5、7次諧波含量分別為6.0%、4.1%和3.2%；電流3、5、7次諧波含量分別為5.3%、3.1%和2.4%。電壓、電流諧波畸變率THD分別為6.4%和5.6%，波形正弦性較好。

圖17　滿載運行時功率繞組端線電壓和線電流波形曲線和諧波分析Fig.17　The PW line voltage and line current waveforms under the full load operation

5　結論

本文中的無刷雙饋發電機轉子繞組是借助于齒諧波原理和正弦繞組理論而設計的一種多節距不等匝多層繞組，這種轉子結構對諧波的削弱效果比較明顯。仿真計算結果和實驗數據的對比驗證了設計方法的正確性。樣機實驗結果表明，采用這種轉子結構的無刷雙饋發電機不僅能實現功率繞組和控制繞組不同極對數的轉換，達到功率繞組和控制繞組通過轉子繞組間接耦合的目的，而且還能更加有效地提高轉子繞組在兩種不同極對數下的導體利用率，減少除了兩種主要極對數之外的其他諧波含量，具有良好的性能指標。

[1]韓顏，林錫坤，梁福權，等.船舶供電系統中船用軸帶無刷雙饋發電技術分析[J].企業技術開發，2013，32(8)：142-144.

Han Yan，Lin Xikun，Liang Fuquan，et al.The ship power system technical analysis of the ship shaft brushless doubly fed generator[J].Technical Development of Enterprise，2013，32(8)：142-144.

[2]王鳳翔，張鳳閣.磁場調制式無刷雙饋交流電機[M].長春：吉林大學出版社，2004.

[3]張鳳閣，王鳳翔，王正.不同轉子結構無刷雙饋電機穩態運行特性的對比實驗研究[J].中國電機工程學報，2002，22(4)：52-55.

Zhang Fengge，Wang Fengxiang，Wang Zheng.Comparative experiment study on the performance of brushless doubly-fed machine with different rotor structures[J].Proceedings of the CSEE，2002，22(4)：52-55.

[4]張岳，王鳳翔，邢軍強.磁障轉子無刷雙饋電機[J].電工技術學報，2012，27(7)：49-54.

Zhang Yue，Wang Fengxiang，Xing Junqiang.Brushless doubly-fed machines with magnetic barrier rotor[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2012，27(7)：49-54.

[5]Roberts P C，Mcmahon R A，Tavner P J，et al.Equivalent circuit for the brushless doubly-fed machine including parameter estimation and experimental verification[J].IEE Proceedings-Electric Power Applications，2005，152(4)：933-942.

[6]Mcmahon R A，Roberts P C，Wang X，et al.Performance of brushless doubly-fed machine as generator and motor[J].IEE Proceedings-Electric Power Applications，2006，153(2)：289-299.

[7]Abdi E，Mcmahon R，Malliband P，et al.Performance analysis and testing of a 250 kW medium-speed brushless doubly-fed induction generator[J].IET Renewable Power Generation，2013，7(6)：631-638.

[8]鄧先明，姜建國，伍小杰，等.籠型轉子無刷雙饋電機的無功功率和穩定性[J].電工技術學報，2008，23(1)：40- 47.

Deng Xianming，Jiang Jianguo，Wu Xiaojie，et al.Reactive power and stability of brushless doubly-fed Machine with cage Rotor[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2008，23(1)：40- 47.

[9]鄧先明，姜建國，方榮惠.籠型轉子無刷雙饋電機的電磁分析和等效電路[J].電工技術學報，2005，20(9)：19-28.

Deng Xianming，Jiang Jianguo，Fang Ronghui.Electromagnetic analysis and equivalent circuit of brushless doubly-fed machine with cage rotor[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2005，20(9)：19-28.

[10]張鳳閣，王秀平，賈廣隆，等.無刷雙饋電機復合轉子結構參數的優化設計[J].電工技術學報，2014，29(1)：77-84.

Zhang Fengge，Wang Xiuping，Jia Guanglong，et al.Optimum design for composite rotor structural parameters of brushless doubly-fed machine[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2014，29(1)：77-84.

[11]王雪帆.一種轉子繞組采用變極法設計的新型無刷雙饋電機[J].中國電機工程學報，2003，23(6)：108-111.

Wang Xuefan.A new brushless doubly-fed machine with a wound rotor[J].Proceedings of the CSEE，2003，23(6)：108-111.

[12]王雪帆.利用串級聯接調速原理的變極啟動繞線轉子感應電動機[J].中國電機工程學報，2004，24(5)：96-99.

Wang Xuefan.A new changing-pole starting wound rotor induction machine based on principle of brushless doubly-fed machine[J].Proceedings of the CSEE，2004，24(5)：96-99.

[13]吳濤，王雪帆.新型繞線式轉子結構無刷雙饋電機的磁場調制機理分析[J].電氣傳動自動化，2008，30(6)：38- 40.

Wu Tao，Wang Xuefan.Analysis of a new wound rotor magnetic coupling principle for doubly-fed brushless machine[J].Electric Drive Automation，2008，30(6)：38- 40.

[14]熊飛，王雪帆，張經緯，等.繞線轉子無刷雙饋電機的鏈型等效電路模型[J].電工技術學報，2010，25(2)：15-21.

Xiong Fei，Wang Xuefan，Zhang Jingwei，et al.Chain equivalent circuit model of wound-rotor brushless doubly-fed machine[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2010，25(2)：15-21.

[15]Xiong F，Wang X F.Design of a low-harmonic-content wound rotor for the brushless doubly fed generator[J].IEEE Transactions on Energy Conversion，2014，29(1)：158-168.

[16]Abdi S，Abdi E，Oraee A，et al.Equivalent circuit parameters for large brushless doubly fed machines[J].IEEE Transactions on Energy Conversion，2014，29(3)：706-715.

[17]萬航羽，黃梅.雙饋風力發電機建模及諧波分析[J].電氣應用，2008，27(6)：53-57.

Wan Hangyu，Huang Mei.Modeling of doubly-fed generator and harmonic analysis[J].Electrotechnical Application，2008，27(6)：53-57.

[18]尹遠，盧繼平，劉鋼，等.基于 DFIG 機組轉子動能的風電場有功功率優化分配方法[J].電力系統保護與控制，2012，40(17)：127-132.

Yin Yuan，Lu Jiping，Liu Gang，et al.Active power distribution optimization of wind farm based on rotational kinetic energy of DFIG[J].Power System Protection and Control，2012，40(17)：127-132.

[19]李寧，程明，韓鵬.電動汽車用新型雙定子無刷雙饋電機轉子磁鏈定向控制[J].電工技術學報，2014，29(增1)：115-123.

Li Ning，Cheng Ming，Han Peng.Rotor flux oriented control of a new dual-stator brushless doubly-fed motor for EV/HEV applications[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2014，29(S1)：115-123.

[20]譚謹，王曉茹，李龍源.含大規模風電的電力系統小擾動穩定研究綜述[J].電力系統保護與控制，2014，42(3)：15-23.

Tan Jin，Wang Xiaoru，Li Longyuan.A survey on small signal stability analysis of power systems with wind power integration[J].Power System Protection and Control，2014，42(3)：15-23.

[21]劉其輝，韓賢歲.雙饋風電機組的通用型機電暫態模型及其電磁暫態模型的對比分析[J].電力系統保護與控制，2014，42(23)：89-94.

Liu Qihui，Han Xiansui.Comparative study on electromechanical and electromagnetic transient model for grid-connected DFIG[J].Power System Protection and Control，2014，42(23)：89-94.

[22]劉浩明，唐俏俏，朱凌志，等.雙饋型風電場參與電壓無功調節的分層控制方案[J].電力系統保護與控制，2014，42(24)：79-85.

Liu Haoming，Tang Qiaoqiao，Zhu Lingzhi，et al.Hierarchical control strategy of voltage and reactive power for DFIG wind farm[J].Power System Protection and Control，2014，42(24)：79-85.

[23]熊飛，王雪帆，程源.不等匝線圈轉子結構的無刷雙饋電機研究[J].中國電機工程學報，2012，32(36)：82-87.

Xiong Fei，Wang Xuefan，Cheng Yuan.Studies of brushless doubly-fed machines with an unequal-turn coil rotor structure[J].Proceedings of the CSEE，2012，32(36)：82-87.

[24]Xiong Fei，Wang Xuefan.Development of a multi-pitch unequal-turn-coil wound-rotor for the brushless doubly-fed generator[C]//International Conference on Electrical Machines and Systems，Busan，2013：668-671.

Design and Test of a 700 kW Ship Shaft Brushless Doubly Fed Generator

Jia LeiWang XuefanXiong Fei

(State Key Laboratory of Advanced Electromagnetic Engineering and Technology Huazhong University of Science and TechnologyWuhan430074China)

The harmoniccontents of the brushless doubly fed machine (BDFM) rotor winding are high，which results in the large lossesand the low efficiency of themachine and therefore restricts the industrial applications of the BDFM. To solve the problem，the tooth harmonic principle and the sinewinding theory are applied.The multi-pitch-unequal-turn-multilayer rotor windingstructure of the BDFM is proposed. Thisspecial rotor winding structureisanalyzed in detail with the design example.The new rotor structure can improve the conductor utilization ratiosof the rotor winding and reduce the harmonic contents except for the two main pole pairs. The validity of therotor windingconfiguration is verifiedby the finite element model (FEM) simulation and the experimental analysis of theprototype machine. The experimental results of the prototypemachine show that BDFM with the multi-pitch-unequal-turn-multilayer rotorwindingstructure have good performance.

Brushless doubly fed machine，tooth harmonic，sine winding，finite element model

2015-04-08改稿日期2015-06-24

TM302

賈磊男，1988年生，博士，研究方向為無刷雙饋電機的運行理論及其電磁設計。

E-mail：809340207@qq.com(通信作者)

王雪帆男，1954年生，博士，教授，博士生導師，研究方向為新型特種電機及其控制。

E-mail：xuefanwang@163.com