移相全橋整流二極管電壓尖峰及震蕩研究

張吳斌，呂國芳

（河海大學 江蘇 南京　210000）

移相全橋整流二極管電壓尖峰及震蕩研究

張吳斌，呂國芳

（河海大學 江蘇 南京210000）

針對移相全橋ZVS DC/DC變換器副邊整流二極管存在很大尖峰電壓和震蕩，尖峰電壓最大能夠達到二極管正常工作電壓的2倍，本文采用了副邊加RCD輔助吸收電路的方法，通過在Saber上搭建仿真平臺，并基于仿真試驗研制一臺輸出功率為20KW的DC/DC變換器樣機，達到了消除尖峰電壓，抑制震蕩的效果。

移相全橋；尖峰電壓；吸收電路；仿真

移相全橋ZVS零電壓PWM DC/DC變換器在大功率場合得到廣泛應用，其利用諧振電感與開關管寄生電容和外加電容之間諧振，實現了開關管的零電壓開斷，其損耗小，并且結構簡單，控制方便，是大功率DC/DC變換的理想拓撲之一。

但是，傳統移相全橋ZVS PWM DC/DC變換器其副邊整流二極管在關斷時會產生很大的震蕩和尖峰電壓，其原因是原邊諧振電感會與整流二極管寄生電容發生諧振，諧振會產生很高的尖峰電壓和震蕩，增加了損耗，嚴重影響二極管使用壽命。

我們可以從原邊諧振電感與副邊二極管寄生電容兩方面入手，抑制并消除尖峰電壓和震蕩的產生。RC吸收電路[1]，通過在二極管并聯吸收輔助網絡能夠有效消除電壓尖峰和減輕電壓震蕩，但是必須每個整流二極管都并聯電阻電容，增加了成本，并且存在較大損耗，發熱嚴重。副邊雙諧振思想[2-3]，利用諧振電感與副邊電容諧振，將二極管電壓鉗位在輸出電壓，有效的消除了電壓尖峰和震蕩，但是副邊濾波電路只有電容濾波，相比于LC濾波，在速度和效果上明顯不足。原邊加鉗位二極管[4]，其在抑制電壓尖峰和震蕩上效果顯著，而且鉗位二極管是自然關斷，不存在反向恢復問題，但是許多工程實際中，漏感和諧振電感與變壓器往往是一個整體，使得增加鉗位二極管的方法很難實現。文中詳細分析了RCD輔助吸收電路對抑制副邊二極管電壓尖峰和震蕩的影響，并分析了器件參數的選擇。

1　工作模態分析

移相全橋ZVS零電壓軟開關電路如圖1所示。

圖1　移相全橋ZVS零電壓軟開關電路Fig.1　Phase-shift full bridge ZVS zero voltage soft switching circuit

分析加入RCD吸收電路后，對抑制副邊二極管電壓尖峰和震蕩的作用，主要波形如圖2所示。

[t0-t1]在t0時刻以前，開關管VT1、VT4導通，副邊整流二極管D5、D8導通，二極管 D6、D7寄生電容CD6、CD7中充滿電荷，能量從輸入端向負載傳遞。t0時刻VT1關斷，C1開始充電，C3開始放電，UAB開始減小，副邊電壓Urect也減小，副邊二極管寄生電容CD6、CD7開始放電。

[t1-t2]到t1時刻，C1充電至VC1=Uin，而C3放電至VC3=0，二極管D3導通續流，之后VT3導通。

圖2　移相全橋主要波形Fig.2　phase-shift full bridge main waveform

[t2-t3]到t2時刻，原邊電流下降到小于副邊折算到原邊電流，副邊由于濾波電感L0較大，相當于一個恒流源，導致副邊二極管全部導通，二極管寄生電容CD6、CD7放電結束，副邊電壓Urect=0。

[t3-t4]t3時刻VT4關斷，電流不能突變，換流至電容C2和C4，C2由VC2=Uin開始放電，C4由VC4=0開始充電。

[t4-t5]在t4時刻，C2放電至VC2=0，C4充電至VC4=Uin，二極管D2導通，電流續流，之后VT2導通。

[t5-t6]t5時刻前，原邊電流續流減小，在t5時刻過零，過零后電流經VT2、VT3反向增長。但是原邊電流ip小于副邊折算到原邊電流，還不足以為負載提供電流：

副邊整流二極管仍然全部導通，原邊不能將能量傳輸至負載，造成占空比丟失，這個階段越長，占空比損失越大。

[t6-t7]在t6時刻，原邊電流ip增長到副邊折算到原邊電流整流管 D5、D8關斷，其寄生電容CD5、CD8開始充電，本來諧振電感 Lr與CD5、CD8諧振工作產生很高的尖峰電壓和震蕩，但是，由于加入RCD吸收后，RCD中二極管D11導通，Lr與整流二極管寄生電容加上RCD中的電容C5一起諧振，而C5遠遠大于寄生電容，可以吸收掉Lr很大的能量，所以可以有效的抑制尖峰電壓和震蕩。

t8-t15的工作模式與t0-t7相同，只是方向不同而已，在此不在贅述。

2　RCD參數選擇

由于是諧振電感Lr中存儲的能量與電容發生諧振，輔助吸收電路通過增加電容來吸收諧振電感的能量，要設計出C5的大小，必須了解電感中能量的大?。?/p>

其中：Ip為原邊電流大小。

吸收電容C5上電壓主要是輸出電壓加上漏感引起的尖

在上式中，漏感是可以測量的，Ip也是可以計算的，U0是已知的，Up是可以期望的，因此就可以計算吸收電容的值。

確定吸收電容后，可以根據電容的放電公式計算吸收電阻。電容放電公式：

其中：t為吸收電容充放電時間。

根據上式可以計算τ值，然后根據τ=RC公式來計算吸收電阻。峰電壓。在整流二極管關斷時，諧振電感Lr與吸收電容C5諧振，C5通過吸收諧振電感Lr的能量，其上電壓通過二極管D11很快升高到尖峰的最高值，之后電容上電壓通過電阻R1向負載放電，電壓會慢慢降低，但是，要保證電容上電壓不會下降到低于輸出電壓，如果電容上電壓低于輸出電壓，那么電容C5就會開始吸收來自原邊期望傳遞給負載的能量，將降低模塊的效率。

由于漏感的能量是由整流二極管和吸收電容來C5承受，而C5遠遠大于寄生電容，C5如果選擇的太小，不能完全吸收掉Lr的能量，Lr仍會與電容發生諧振，產生很高的尖峰電壓，起不到吸收的作用?？梢愿鶕谕募夥咫妷簛碓O計吸收電容的大小，輸出電壓U0已知，期望的尖峰電壓為Up，并且希望電容上的電壓恰好放電到輸出電壓，C5不會在電壓降低到輸出電壓后，吸收來自原邊供給負載的能量，這樣可以計算吸收電容的數值。在每個開關周期內，吸收電容電壓吸收和釋放的能量正好是諧振電感Lr的能量，因此有式（3）：

3　仿真試驗及結果

為證明理論結果的真確性，利用saber進行仿真試驗，按照移相全橋DC/DC變化器原理搭建仿真模型，設置相應的移相驅動信號。模型搭建完成后，開始仿真，設置仿真時間5 ms，步長2 us，打開Saber Scope觀察仿真波形。

圖3　二極管尖峰電壓Fig.3　Diode peak voltage

在副邊增加RCD輔助吸收電路后，二極管尖峰電壓和震蕩也得到了很大抑制，而且整流二極管兩邊電壓左高右低，就是吸收電容先吸收能量，之后通過電阻向負載釋放能量，如圖4所示。

圖4　試驗結果Fig.4　Test results

4　試驗結果

4.1試驗參數

為了驗證此方案的可行性，研制成功了一臺500 V/20 A 的DC-DC樣機，副邊整流二極管采用RCD吸收。樣機主要參數：開關管并聯電容C1=C2=3.3 nF，諧振電感 Lr=2 μH，濾波電感L0=470 μH，濾波電容C0=420 μF，RCD吸收中的電阻R1=400 Ω，電容C5=1.8 μF。

4.2基本波形

組裝試驗裝置，通電后，用示波器觀察波形，移相全橋軟開關ZVS如圖4所示，它實現了零電壓開通和零電壓關斷。

整流二極管兩端電壓，由于RCD吸收是通過原邊電感與二極管寄生電容加上吸收電路中的產生諧振，遠遠大于整流二極管寄生電容，所以可以起到抑制二極管尖峰電壓和震蕩的效果，雖然不能從根本上消除震蕩，但是也很好的抑制了尖峰和震蕩。

RCD吸收電路中吸收電容兩端的電壓，周期性的諧振，吸收諧振電感的能量，再通過電阻釋放到負載。

5　結　論

試驗結果驗證了理論的正確性。RCD輔助吸收電路實現簡單，雖然增加了電路的復雜性，在電阻上會產生損耗，但是有效的抑制尖峰和震蕩。利用理論研究結果，使用RCD輔助吸收電路研制了一臺20KW DC/DC變換器，并驗證了該拓撲在大功率場合具有很高的實用價值。

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Phase-shift full bridge rectifier diode voltage spike and oscillation research

ZHANG Wu-bin，LV Guo-fang
（Hohai University，Nanjing 210000，China）

there is a spike voltage and shock on phase-shift full bridge ZVS DC/DC converter vice side rectifier diode，maximum peak voltage can achieve twice the working voltage of the diode，this paper adopted the RCD method of auxiliary absorption circuit，by building the Saber simulation platform，based on simulation test and a power output of 20 kw DC/DC converter prototype，to eliminate the peak voltage，inhibit the effect of shock.

phase-shift full bridge；the peak voltage；absorbing circuit；simulation

TN710.2

A

1674－6236（2016）01-0191-03

2015-03-02稿件編號：201503028

張吳斌（1989—），男，江蘇蘇州人，碩士。研究方向：計算機控制。