超聲波電源功率控制的研究

2016-09-16 08:27:07塔里木大學機械電氣化工程學院裴玖玲孫少杰

電子世界 2016年12期

塔里木大學機械電氣化工程學院　裴玖玲　孫少杰

超聲波電源功率控制的研究

塔里木大學機械電氣化工程學院裴玖玲孫少杰

超聲波清洗技術因成本低，自動化高、效果好等優(yōu)點，在越來越多領域被廣泛應用。超聲波電源是超聲波清洗機的核心部分，傳統(tǒng)的調(diào)功方法存在功率因數(shù)低、諧波污染嚴重，開關損耗大、穩(wěn)定性差等缺點，本文結(jié)合和軟開關技術，提出一種新的PS-PWM調(diào)功方法，實現(xiàn)了功率的連續(xù)調(diào)節(jié)，具有諧波污染小，輸出功率因數(shù)高、開關損耗小等優(yōu)點。

超聲波電源；移相調(diào)功；DSP；PS-PWM

引言

超聲清洗主要是利用超聲波在液體中會產(chǎn)生空化作用，氣泡的產(chǎn)生于破裂產(chǎn)生強大的機械沖擊力，用于清除物體表面的雜質(zhì)，污垢和油膩［1］。超聲波電源是超聲波清洗機的核心，電源傳統(tǒng)的功率調(diào)節(jié)方法存在功率因數(shù)低、諧波污染嚴重、開關損耗大、穩(wěn)定性差的缺點，文中結(jié)合超聲波電源的DSP控制技術和軟開關技術及時，提出一種新的PS-PWM調(diào)功方法。

1 超聲波電源的組成

超聲波電源系統(tǒng)一般由整流、高頻逆變、匹配網(wǎng)絡、換能器、反饋、控制組成。220V市電經(jīng)整流和濾波，變?yōu)檩^為平直的直流電Ud，該直流電經(jīng)過帶有IGBT功率開關器件的逆變器裝置，轉(zhuǎn)變?yōu)槌曨l的交流電，在經(jīng)過匹配網(wǎng)絡的阻抗匹配和調(diào)諧作用，用于與換能器，使其工作在協(xié)整狀態(tài)。與此同時，反饋網(wǎng)絡及時采集換能器兩端的電壓和流過的電流，經(jīng)控制電路處理，輸出信號送到驅(qū)動電路，輸出一定的驅(qū)動信號，控制功率開關管IGBT的開通與關斷，實現(xiàn)對輸出功率的控制，經(jīng)過匹配網(wǎng)絡，使得逆變器的輸出功率最大限度地送給換能器，這樣就完成了整個超聲波電源的工作。所設計的超聲波主電路如圖1所示，220V交流電經(jīng)整流、濾波后得直流電壓，VT1-VT4為功率管IGBT，D1-D4為VT1-VT4內(nèi)部反并聯(lián)快速恢復續(xù)流二極管，C1-C4為并聯(lián)的緩沖電容，T為高頻脈沖變壓器，PZT為壓電換能器，L0為匹配電感。該逆變器中，主要利用變壓器的漏感、外部并聯(lián)電容C1-C4和反并聯(lián)二極管D1-D4來實現(xiàn)零電壓軟開關移相控制的。

圖1　超聲波電源主電路

2　PS-PWM調(diào)功原理

PS-PWM，是通過在逆變側(cè)改變同時導通的脈沖的相位差來實現(xiàn)輸出電壓的控制，進而調(diào)節(jié)功率，其調(diào)功電路如圖1所示。VT1和VT4不同時導通，VT1先導通，VT4后導通，兩者導通角差φ電角，稱為移相角φ。其中VT1和VT3分別先于VT4和VT2導通，故稱VT1和VT3為超前橋臂，VT4和VT2為滯后橋臂。通過改變移相角φ來調(diào)節(jié)輸出電壓的占空比，實現(xiàn)輸出功率的連續(xù)調(diào)節(jié)，該控制方法結(jié)合軟開關技術，使開關器件工作在零電壓零電流工作狀態(tài)，大大降低了開關損耗，提高了電源效率。

其控制過程如下：實時采集流過換能器兩端的電壓和流過的電流，然后將兩者數(shù)值大小做乘法運算，計算的結(jié)果作為負載實時功率。然后和功率給定量做比較，得到的功率誤差經(jīng)過積分分離PI控制器處理后，通過DSP內(nèi)部的PS-PWM產(chǎn)生電路輸出四個移相脈沖信號，通過驅(qū)動電路，來實現(xiàn)換能器負載要求的功率，這樣就完成了整個超聲波電源的無極調(diào)功。

3　軟開關PS-PWM工作模態(tài)

在逆變過程中，四個逆變器件的導通順序是VT1-VT4-VT2-VT3。為了防止同一橋臂的VT1、VT2和VT3、VT4這出現(xiàn)直通現(xiàn)象，中間要有死區(qū)時間。為便于分析全橋移相超聲波電源的工作過程，可以這樣簡化電路，把匹配電感和負載折算到變壓器一次側(cè)，其中L為匹配電感，換能器可以簡化為RC負載模型。PS-PWM控制軟開關工作的過程下：第1階段VT1和VT4同時導通，此時，電流i的流向為：VT1-R-L-CVT4。隨著時間的推移，第2階段時VT1被直接關斷，與VT1反并聯(lián)的電容C1被電流I充電，此時，電容C2上電荷被抽走。所以，電容C1兩端的電壓開始從零逐漸增加，對應的與VT3反并聯(lián)的電容C3兩端電壓Ud慢慢下降，這時候，VT1是ZVS關斷；第3階段電容C3兩端電壓下降為零，D3自然導通，電流從D3中經(jīng)過，而VT3沒有電流經(jīng)過，VT3的電位被D3鉗制在零，此時開通VT3，VT3就可實現(xiàn)ZVZCS開通；第4階段電容C4被電流i充電，該電流i抽走了電容C2上的電荷，VT4上的電壓從零逐漸上升，因此VT4是ZVS關斷。到下一時刻，C4兩端電壓上升到Ud，電容C2上面的電荷量降到零，D2自然導通；第5階段D2自然導通，此時VT2被D2鉗制在零電位，此時開通VT2，VT2是零電壓零電流開通（ZVZCS）。接下來，D2和D3被自然關斷，此時電流將流過VT2和VT3；第6階段電流從正方向降低，知道為零，接著逐漸向負方向增加，該電流方向為VT2-C-L-R- VT3。接下來是VT3關斷，同理，下半個工作周期情況與上半個周期類似。

經(jīng)過以上六種工作模式的詳細分析，可以看出逆變器中功率管就是這樣周期導通和關斷的，實現(xiàn)了軟開關的工作工程。

4　PS-PWM功率調(diào)節(jié)數(shù)學分析

為了輸出電壓分析，設逆變器的輸出端數(shù)段電壓為Uab，其值如式（1）：

將變壓器變比設為n，副邊電阻、電抗這算到原邊分別為R’、X’，則負載與匹配電感系統(tǒng)的等效阻抗方程如式（2）：

得負載阻抗為：

若負載處于諧振時，對n次諧波的阻抗幅值為：

可以得到，n次諧波的電流如式（5）：

顯然，基波電流幅值為，所以（6）式：

因此，總的電流畸變率為：

從（7）式可以看出，品質(zhì)因數(shù)Q值越高，負載電流就和角頻率的正弦波比較接近，也就是，由于壓電換能器的Q值很高［2］，所以負載回路中流過的電流就是基波電流。

當輸出功率因數(shù)為1時，也就是功率因數(shù)角φ=0時，此時，根據(jù)功率計算公式，可以得出PS-PWM控制策略下的輸出功率和移相角φ之間的關系為式（8）：

從（8）式可以看出，輸出功率的大小和移相角φ存在很大的關系，調(diào)節(jié)移相角φ即可調(diào)節(jié)輸出功率，且移相角φ的變化范圍是在0° ～180°，所以實現(xiàn)了無級調(diào)功。

圖3　移相角φ=0°時輸出電壓和電流仿真波形

5 PS-PWM建模仿真

根據(jù)PS-PWM功率控制算法，在Matlab里搭建PS-PWM控制超聲波電源的模型［3］，得出移相角φ=0°、φ=90°、φ=135°時輸出電壓和輸出電流的波形圖，如圖3、圖4、圖5所示。從仿真波形可以看出，隨著移相角φ的增加，輸出電壓的寬度在逐漸變窄，輸出電流的幅值在逐漸減小。由此可見，調(diào)節(jié)移相角φ的大小可以調(diào)節(jié)輸出功率的大小，從而實現(xiàn)了移相PWM功率控制。同時，功率管IGBT工作在軟開關狀態(tài)，大大降低了開關損耗，串聯(lián)諧振逆變器工作在諧振狀態(tài)，負載側(cè)的功率因數(shù)高，提高了電源效率。