一種新型高增益升壓變換電路

石林林，祝龍記

(安徽理工大學 電氣與信息工程學院，安徽 淮南 232001)

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一種新型高增益升壓變換電路

石林林，祝龍記

(安徽理工大學 電氣與信息工程學院，安徽 淮南 232001)

為了將低壓直流電源轉換為所需的高壓電源，提出了一種帶耦合電感的新型高增益升壓變換電路。將傳統電感替換為耦合電感，且在開關管兩邊并聯了由二極管和電容組成的升壓模塊，減小了開關管的電壓應力和電流應力，提高了電壓增益。在MATLAB中搭建了該新型升壓變換電路的仿真模型。仿真結果表明：該新型升壓變換電路具有更高的電壓增益，且開關管的電壓電流應力較小。

耦合電感；高增益；升壓變換電路；電壓應力；電流應力

0　引言

光伏發電和燃料電池等系統中均存在輸出電壓較低且電壓跌落明顯的特點[1]，因此，通常在電壓源逆變器前加入直流/直流(directcurrent/directcurrent，DC/DC)升壓電路，將直流電壓升高到所需要的值[2-4]。傳統的DC/DC升壓電路拓撲受寄生參數的影響，在調節電壓增益方面有所限制，不適用于極限占空比和高電壓增益的場合。相對而言，耦合電感升壓電路在輸入電壓相同的情況下，具有更高的電壓增益，且所用的占空比更小，但是，由于漏感的存在，開關管的電壓電流應力較大，損耗也較大[4]。因此，需要對耦合電感升壓電路進行適當改進。文獻[5]在耦合電感的兩端接入電阻電容二極管(resistor-capacitor-diode，RCD)吸收電路漏感能量，但該方法大大降低了變換器的效率。文獻[6-8]采用有源箝位電路吸收漏感能量，但增加了開關管的使用數量，使控制難度增加。文獻[9]提出了一種耦合電感雙管結構升壓變換器，由于耦合電感繞組具有電壓源性質，可進一步提升電路中的電壓增益，但該電路使用2組耦合電感、2個開關管、5個二極管以及輸出部分，所用器件較多，電路結構比較復雜，不容易控制。

本文提出了一種電路結構簡單、高增益、低電壓應力和低電流應力的新型高增益升壓變換電路，研究了該變換電路的拓撲結構和工作原理，最后用仿真波形驗證了其拓撲結構的有效性。

1　新型升壓變換電路

1.1電路結構及工作原理

圖1為新型升壓變換電路及等效電路。圖1中：Uin為輸入電壓源；L1和L2分別為耦合電感的原邊和副邊；Ls為漏感；Lm為勵磁電感；S為開關管；D1為箝位二極管；C1為箝位電容；D0為輸出二極管；C0為輸出電容；R0為負載電阻。基于耦合電感的新型升壓變換電路如圖1a所示。該電路在傳統耦合電感電路的基礎上，在開關管S和耦合電感副邊L2之間添加了箝位電容C1和箝位二極管D1。箝位電容C1有兩種用途：吸收漏感能量，有效抑制開關管的電壓尖峰；充當電壓源，放電給負載，進一步提升該電路的電壓增益。

由于耦合電感可等效為：原副邊匝數比為n1/n2的理想變壓器,與勵磁電感Lm并聯，然后再與漏感Ls串聯，其中，Ls包括原邊漏感及副邊折算到原邊的漏感[10]。因此，該新型耦合電感升壓電路的等效電路如圖1b所示。該拓撲結構通過開關管S的導通給勵磁電感Lm儲能，開關管S斷開時，電容C1吸收漏感Ls能量；開關管S徹底關斷后，箝位電容C1相當于一個電壓源，與勵磁電感一起將能量傳遞給負載R0。

圖1　新型升壓變換電路及等效電路

1.2工作過程

為了簡化分析，假設：(Ⅰ)忽略開關管開通和關斷時的死區時間；(Ⅱ)耦合電感副邊L2工作在電流連續狀態；(Ⅲ)忽略開關管和二極管的導通電壓。假設耦合系數為1；原、副邊匝數比為N；占空比為D；輸入電壓為Uin；輸出電壓為U0；Ls<

變換電路的主要工作波形如圖2所示：t0時，開關管S開始導通，勵磁電感Lm開始儲能，一直持續到t1；t1時，開關管S開始關斷，結電容開始充電，直到t2；t2時，箝位電容C1與勵磁電感Lm和漏感Ls一起將能量傳遞給負載，直到t3，整個過程結束。圖2中：Ug為開關管S的門極觸發電壓，V；Us為開關管S的端電壓，V；is為流過開關管S的電流，A； UC1和UC0分別為箝位電容C1和輸出電容C0的電壓，V；iLm為勵磁電感Lm的電流，A。

圖2　變換電路的主要工作波形

圖2中，過程1([t0～t1])的等效電路如圖3所示(圖3中：虛線箭頭導向為電流的流向；加粗的線路回路為此過程的主要工作電路，圖4和圖5中亦如此，后面不再重述)。開關管S導通，二極管D1截止，電源Uin和漏感Ls、勵磁電感Lm以及開關管S構成一個回路，勵磁電感Lm處于儲能狀態。因此，在t≤t1時，有如下等式：

(1)

(2)

(3)

其中：M為互感因數；I(t0)為iLm和iLs在t0時刻的值(t0時刻，iLm和iLs的值相等)。

圖2中，過程2([t1～t2])的等效電路如圖4所示。t=t1時，開關管S開始關斷，勵磁電流和漏感電流對開關管的結電容進行充電；當結電容上的電壓達到箝位電容電壓時，箝位二極管D1導通，勵磁電感和漏感串聯，與箝位電容C1諧振，開關管電壓被箝位于箝位電容電壓UC1。

在該過程，可得出下列等式：

；　(4)

圖5　過程3的等效電路

圖2中，過程3([t2～t3])的等效電路如圖5所示。開關管S徹底關斷后，箝位電容C1此時相當于一個電壓源，與勵磁電感和漏感一起將能量傳遞給負載。該過程中有以下等式：

(7)

(8)

2　性能分析

由于漏感Ls比勵磁電感Lm小得多，因此：

(9)

由勵磁電感的伏秒平衡特性，可分析該電路的電壓增益。

在一個穩態周期內，開關管S導通時，

ULm=Uin，

(10)

開關管S關斷后，

(11)

根據勵磁電感的伏秒平衡特性可得：

(N+1)tONUin+N(Ts-tON)(Uin-U0)=0，

(12)

其中：tON為開關管的導通時間；Ts為開關管的開關周期；N為原、副邊匝數比。

因此，可得出電壓增益G為：

(13)

又因為0

(14)

結合式(13)和式(14)可知：該電路的電壓增益G大于1。而且，由式(13)可知：該電路的電壓增益與占空比D和匝數比N有關。若適當地調整占空比和匝數比，則可將電壓增益增大到一定數值。

根據漏感和勵磁電感的伏秒平衡特性，可得出開關管S兩端的電壓應力Us為：

(15)

對比式(13)和式(15)可看出：開關管承受的應力小于輸出電壓，且適當地調整占空比和匝數比，可以相應減少開關管的電壓應力。但要綜合考慮電壓增益，因此，兩個參數要折中考慮。

由以上分析可知：穩態下，箝位電容C1的端電壓為開關管關斷后所承受的電壓應力，輸出電容C0的端電壓為輸出電壓。

3　仿真實驗及分析

為了驗證該新型升壓變換電路的電壓增益、各器件的電壓應力和電流應力等指標，在MATLAB仿真平臺中建立了新型升壓變換電路以及傳統耦合電感升壓變換電路的仿真模型，進行了仿真測試。測試的參數為：輸入電壓Uin=10V;耦合電感的原邊L1=20mH，副邊L2=2mH;電容C1=47μF;輸出濾波電容C0=100μF;開關頻率f=50kHz;占空比D=0.5。

圖6為新型耦合電感升壓變換電路和傳統耦合電感升壓變換電路的輸出電壓波形對比。從圖6可以看出：新型耦合電感升壓變換電路的輸出電壓U0最終穩定在 27.5V；而傳統耦合電感升壓變換電路的輸出電壓U0最終穩定在12.6V。可見，在相同的輸入電壓下，新型耦合電感升壓變換電路具有更高的電壓增益。

圖6　升壓變換電路輸出電壓波形對比

圖7a和7b分別為新型耦合電感升壓變換電路和傳統耦合電感升壓變換電路開關管的電流波形。從圖7可以看出:在新型耦合電感升壓變換電路中，流過開關管的電流幅值最終穩定在0.55A；而在傳統耦合電感升壓變換電路中，流過開關管的電流幅值最終穩定在5A左右。

圖8a和8b分別為新型耦合電感升壓變換電路和傳統耦合電感升壓變換電路開關管的電壓波形。從圖8可以看出:在新型耦合電感升壓變換電路中，開關管兩端的電壓為15V；而在傳統耦合電感升壓變換電路中，開關管兩端的電壓為50V。可見，在相同的參數下，新型耦合電感升壓變換電路的開關管具有更小的電壓應力和電流應力。

圖7　升壓變換電路開關管電流波形對比

圖8　升壓變換電路開關管電壓波形對比

通過將新型耦合電感升壓變換電路和傳統耦合電感升壓變換電路在電壓增益、電壓應力和電流應力方面進行比較，可以看出在相同大小的輸入電壓下，基于耦合電感的新型升壓變換電路具有更大的電壓增益，且其各器件的電壓應力和電流應力也相對較小。

4　結論

本文提出了一種基于耦合電感的新型升壓變換電路，并在MATLAB環境下建立了仿真模型進行了仿真。該新型升壓變換電路相對于傳統的耦合電感升壓變換電路而言，具有較好的升壓效果，且開關管上的電壓應力和電流應力也較小。因此，具有較好的實用性和可行性。

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安徽省自然科學基金項目(1508085ME88)

石林林(1990-),女,安徽宿州人,碩士生;祝龍記(1964-),男,安徽淮南人，教授,博士,碩士生導師,主要研究方向為電力電子技術與應用.

2016-04-25

1672-6871(2016)06-0051-04

10.15926/j.cnki.issn1672-6871.2016.06.011

TM46

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