激電中梯裝置感應耦合的自適應抑制方法

柳建新，唐冬梅

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激電中梯裝置感應耦合的自適應抑制方法

柳建新1, 2，唐冬梅1, 2

(1. 中南大學地球科學與信息物理學院，湖南長沙，410083；2. 中南大學有色資源與地質災害探查湖南省重點實驗室，湖南長沙，410083)

為了實時有效地抑制感應耦合，基于中梯裝置電磁感應耦合在時頻雙域的表現(xiàn)及斬波去耦的理論成果，提出一種激電中梯裝置感應耦合的自適應抑制方法。在數(shù)字采集的基礎上分析接收端波形的特點，確定感應耦合接近最小且激電信息逐漸增加的位置；通過波形整形和相位補償找到接收端波形的起始位置，確定去耦時間寬度，結合斬波理論實現(xiàn)感應耦合抑制。利用該方法在阻容模擬電路、水槽模擬裝置以及野外中梯裝置進行感應耦合抑制實驗。研究結果表明：自適應抑制方法能根據(jù)實時波形情況在保留大部分激電信息的基礎上有效抑制感應耦合，顯示了該方法用于激電中梯裝置的可行性。

自適應抑制；電磁感應耦合；激電效應；中梯裝置

在頻率域激電法中，由于測量導線與大地之間存在分布電容、導線存在自感、導線與大地之間存在互感、交變信號在介質中傳輸存在不同程度的趨膚效應等，電磁感應耦合常常伴隨著激電效應出現(xiàn)。相關理論研究表明，電磁感應耦合(inductive electromagnetic coupling, EM)常常會引起激電效應(induced polarization, IP)出現(xiàn)假異常，這不僅影響激電法的探測深度、勘探精度，而且嚴重破壞了反映激電信息的視幅頻率準確度[1?4]。為了消除電磁感應耦合及其對頻率域測量的影響，國內外學者進行了大量的研究工作。ZONGE等提出了多頻測量校正方法和從野外實測數(shù)據(jù)減去層狀介質電磁耦合感應理論值的校正方法，取得了良好的效果[5?6]；劉崧等[7?10]基于激電效應和電磁感應耦合效應的幅、相頻譜差異提出的校正方法，也取得較好效果。盡管上述方法在消除感應耦合方面取得了一定的效果，但它們也存在一些問題[11]：1) 從實測的電壓中減去由模型得到的EM電壓理論值，理論值和實際值是否相符尚有待驗證；2) 涉及的所有校正方法都有條件限制，近似程度都不很高，在限定的范圍內有一定效果，但當超出限定條件時，這些方法就不再適用；3) 這些方法不但增加室內計算，而且增加野外觀測工作量。針對以上問題，何繼善等[12]基于激電效應與電磁感應耦合具有時間差異特點提出了斬波去耦法，該方法無需事先假設地電模型，不會增加野外工作量，在野外采集激電信息的同時能直接有效消除電磁感應耦合。目前，斬波去耦方法通過全球定位系統(tǒng)GPS同步+斬波的模式實現(xiàn)，即利用GPS同步信號校準接收波形的起始前沿，設定有限的斬波時間，控制模擬開關通斷消除感應耦合[13]，在實際應用中取得一定效果。但這種實現(xiàn)模式有一定的局限性：1) 由于硬件電路規(guī)模受限及工作效率不高，可供選擇的斬波時間有限，在不同的地質情況下，感應耦合的強度和持續(xù)時間不一樣，可供選擇的斬波時間不一定適合所有的地質情況；2) GPS同步只是實現(xiàn)信號收、發(fā)端時間上的同步，時間同步并非信號同步，利用GPS同步信號校準的波形前沿與真正的波形前沿之間存在誤差。針對這種狀況，基于中梯裝置電磁感應耦合的特征及斬波去耦方法的理論成果，本文作者提出一種激電中梯裝置感應耦合的自適應抑制方法。該方法的核心技術表現(xiàn)在：通過對波形整形和相位補償，自適應確定接收信號的起始前沿，避免GPS時間同步帶入的相差；在數(shù)字采集的基礎上，依據(jù)波形的實時特點自適應調整去耦時間寬度，有效提高工作效率；采用軟件方式進行斬波，最大限度地抑制激電測量中的干擾，提高測量精度。

1 中梯裝置電磁感應耦合的時頻 表現(xiàn)

中間梯度排列方式由于工作中較少移動供電電極，在一般情況下方便使用，在我國仍是應用最多的電極排列方式，為此，本文主要研究中梯裝置的電磁感應耦合抑制問題。電磁感應耦合是指發(fā)生在地質體中由探測目標以外其他客體之間的耦合作用引起的與激電效應無關的畸變效應。激電測量中的中梯裝置電磁感應耦合主要分為2種，即電容耦合與電磁耦合。認識感應耦合的現(xiàn)象及本質是找到抑制感應耦合方法的前提，因此，首先從時域和頻域這2個方面研究電磁感應耦合問題。

通常，均勻大地表面上水平電偶極子電磁場在直角坐標系的電場分量頻率域表達式為[14?16]：

式中：為供電電流幅值；d為供電偶極距；為大地電導率；為觀測點到偶極中心的距離；為大地波數(shù)；為電流角頻率；為介電常數(shù)；為大地磁導率。

將式(1)進行級數(shù)展開，并沿著圖1所示測量電極的路徑積分，可分別得到中梯裝置平行測量(供電導線與測量導線平行)與共線測量(供電電極與測量電極在同一測線上)時測量電極上的電位差U：

(a) 平行測量；(b) 共線測量

圖1 中梯裝置測量方式

Fig. 1 Measurement modes in mid-gradient array

式中：d為供電偶極距；d為測量偶極距；為供電導線中心到供電偶極距的距離；為測量導線中心到測量偶極距的距離；為供電導線與測量導線的垂直距離；為測量導線中心到供電導線中垂線的距離；為測量導線中心到測量電極的距離；為供電導線中心到供電電極的距離；1和2分別為觀測點到兩側供電偶極中心的距離；和為中梯裝置供電電極起始位置；中梯裝置和為測量電極起始位置。

以平行測量為例，取定式(4)中的各個參數(shù)后，將高、低頻電流(即H和L)代入可分別得到對應的高、低頻電壓與。利用激電公式

可以求出反映地質激電信息的視幅頻率s。同理，在共線測量模式下，也可以通過上述步驟在式(5)的基礎上獲得相應的s。計算結果表明：在中梯裝置中，在沒有激電效應的情況下，不論哪種測量方式，與均僅只包含感應耦合與一次場成分，此時s＜0；s與供電極距、工作頻組、大地電導率負相關；越靠近工作區(qū)域中心，s越小，s在平面剖面圖上呈對稱分布，大致呈鍋底狀；旁測距越大，s越大。由于與中的一次場可視為直流分量，它們對s的影響相互抵消，s僅由與中的感應耦合分量決定，可見感應耦合是引起s出現(xiàn)負值的原因。結合前述感應耦合的分類可知，中梯裝置感應耦合實質類似于1個選頻網絡，對不同的頻率信號表現(xiàn)出不同的選擇特性，從而使測量回路出現(xiàn)與激電效應相背離的情況，引起對激電測量的干擾(對激電效應，＜；對感應耦合效應，＞)。

以上述EM特點及分布規(guī)律為理論指導，結合IP與EM的產生機理，利用電容與電感的頻率特性，用圖2所示的等效電路仿真IP效應與EM效應共同作用下的時域波形，分別如圖3(a)和圖3(b)所示。結合理論波形(圖3(c))和野外實測波形(圖3 (d))分析波形特點。圖2中：1，1，2和2模擬電容耦合；1，2，5和3模擬感應耦合；3和4模擬激發(fā)極化效應；3與6模擬地質圍巖電阻；XSC1為虛擬示波器；XFG1為虛擬信號發(fā)生器。

圖2 中梯裝置IP與EM等效電路圖

從圖3可見：等效電路描述的波形與理論的波形以及野外實測的波形一致。波形是IP效應、EM效應以及測量回路的一次場三者迭加的結果。IP效應存在于整個信號周期中，EM效應存在于電流開啟和關斷瞬間，一次場僅存在于半個信號周期中。波形的軌跡表現(xiàn)為：在通電瞬間，EM效應疊加在一次場上完全掩蓋IP效應產生1個正向尖峰，隨后，EM能量快速衰減，IP能量緩慢增加，直至EM軌跡與IP軌跡交匯于1點，此時，EM能量接近最小，緊接著IP能量繼續(xù)增大直至最大值，EM能量繼續(xù)衰直至消失；在斷電瞬間，一次場能量瞬間消失，雖然極化產生的IP能量抵消了部分EM能量，但EM效應仍急劇凸顯產生1個負向尖峰，隨后EM能量快速衰減，IP能量逐漸衰減，直至EM軌跡與IP軌跡交匯于1點，此時EM能量接近最小，緊接著IP能量與EM能量繼續(xù)衰減直至消失。從軌跡上看，EM軌跡與IP軌跡交匯處之前(波形拐點處)EM效應起主要作用，軌跡交匯處之后IP起主要作用。

與波形軌跡對應的峰值電壓表現(xiàn)為：在電流開啟瞬間，波形峰值電壓為一次場電壓與感應耦合電壓之和，此時激電電壓為0 V；在電流關斷瞬間，波形峰值電壓為激電電壓減去感應耦合電壓，此時，一次場電壓為0 V。由于激電電壓小于電流開啟瞬間的峰值電壓，所以，電流開啟瞬間峰值電壓大于電流關斷瞬間峰值電壓；同時，隨著頻率升高，波形峰值以及EM的持續(xù)時間(EM起主要作用的時間d)都相應增加。這在圖3(a)和圖3(b)中也得到驗證。從圖3(a)可見：矩形激發(fā)波頻率為4 Hz，幅度為4.000 V，波形展開后電流開啟瞬間峰值電壓為3.899 V，電流關斷瞬間峰值電壓為3.518 V ，EM的持續(xù)時間為7.463 ms，占半周期比為5.9%。從圖3(b)可見：矩形激發(fā)波頻率為16 Hz，幅度為4.000 V，波形展開后電流開啟瞬間峰值電壓為3.933 V，電流關斷瞬間峰值電壓為3.553 V，EM的持續(xù)時間為8.396 ms，占半周期比為13.4%。這說明感應耦合隨著頻率升高而增強，因為在同樣的測量結構條件下一次場幅度是不變的。此外，由于裝置中有電感成分存在，且其產生的感應電動勢與電流的變化率及電感正相關，所以，當野外極距加大即電感量加大時，當大地電導率變大即電感電流的變化率變大時，回路中的感應電動勢也變大，感應耦合也就越大。由此可見：時域波形與頻域數(shù)值解析波形一致，只是頻域是通過EM對s的影響描述其對IP的影響，時域是通過EM的軌跡形態(tài)變化描述其對IP的影響。因此，綜合上述分析可知：1) 波形的拐點處是EM效應起主要作用還是IP效應起主要作用的分水嶺；2) 感應耦合對激電效應的影響表現(xiàn)在尖峰幅度和持續(xù)時間這2個方面；3) 在時域內對波形處理得到的結果可以通過頻域s的變化體現(xiàn)出來。

(a) 4 Hz矩形激發(fā)波供電時的波形；(b) 16 Hz矩形激發(fā)波供電時的波形；(c) 理論波形；(d) 野外實測波形

圖3 中梯裝置IP與EM共存波形

Fig. 3 IP and EM coexistence waveforms in mid-gradient array

2 斬波理論

由前述波形可知，感應耦合使得信號推遲，矩形波的前(后)沿先變成1個尖峰，緊接著又變成陡降(升)，形成1個微分波，電磁感應耦合表現(xiàn)明顯。盡管如此，相比于矩形激發(fā)波的寬度，其持續(xù)時間非常短，尤其是在供電電流頻率較低的情況下。若在電壓信號測量時對接收到的波形前、后沿進行斬波，便可消除電磁感應耦合的主要成分，而受到損傷的激電效應只是整個激電效應很少的一部分，這就是斬波去耦理論的核心思想[17]。

以雙頻信號為例，用1個呈指數(shù)規(guī)律衰減但是寬度很窄的尖峰疊加在雙頻信號上模擬EM效應，用1個電容充放電函數(shù)疊加在雙頻信號上模擬IP效應，在波形分解變換的基礎上分析只有EM效應與一次場存在時斬波對EM的影響以及只有IP效應與一次場存在時斬波對IP的影響，所得結果分別如圖4和圖5所 示[18](圖4和圖5中，Δ為斬波時間寬度，H為雙頻信號的高頻周期，Δ/H為相對斬波寬度，為表征感應耦合強度的時間常數(shù)，1為激電效應的充電常數(shù)，為激電效應的充電率)。對比分析圖4和圖5發(fā)現(xiàn)：當相對斬波寬度較小(如2Δ/H＜0.01)，而EM引起的假幅頻率很明顯時，斬波效果有限，凸顯不了IP效應；當相對斬波寬度逐漸加大(如0.01＜2Δ/H＜0.4)時，各種時間常數(shù)對應的EM引起的假幅頻率都有不同程度衰減，且時間常數(shù)越大，EM衰減越多，此時，各種充電率和充電常數(shù)下1的激電效應近似為1條直線，斬波抑制感應耦合的同時對IP效應損傷有限；當相對斬波寬度進一步加大(如0.4＜2Δ/H＜0.8)時，各種時間常數(shù)下的EM引起的假幅頻率進一步減小并趨近于0，此時，各種充電率和充電常數(shù)下1的激電效應都有不同程度降低。可見：隨著斬波時間的變化，斬波后s存在1個極大值。換言之，在合適的時間內，斬波既可以有效地抑制感應耦合，又能夠保留大部分IP信息。

時間常數(shù)：1—0.001；2—0.002；3—0.004；4—0.006；5—0.008；6—0.010。

圖4 相對斬波寬度與電磁感應耦合引起的假幅頻率的關系

Fig. 4 Relationship between relative wave-chopping width andinduced by EM

1—1=0.1，=0.5；2—1=0.1，=0.3；3—1=1.0，=0.5；4—1=1.0，=0.3；5—1=0. 1，=0.1；6—1=1.0，=0.3。

圖5 相對斬波寬度與斬波后視幅頻率的關系

Fig. 5 Relationship between relative wave-chopping width andsafter wave-chopping

從圖3(a)可以看出：當Δ為0~1.25 ms時，斬波效果有限，感應耦合完全掩蓋激電效應而存在；當Δ為1.25~50 ms時，感應耦合大部分能量得到抑制，激電能量處在緩慢增加的過程中，此時斬波抑制感應耦合的作用明顯且對激電的損失較小；當Δ為50~ 100 ms時，感應耦合能量消失殆盡，信號能量主要集中在激電效應上，斬波對激電的損傷較大。可見：當Δ為1.25~50 ms時，斬波既能實現(xiàn)對感應耦合的抑制，又能減少對激電信息的損失。此時，結合波形的軌跡可以判斷出區(qū)間內當感應耦合接近最小，激電效應能量反超感應耦合能量時(波形拐點處)，抑制感應耦合及保留激電信息的效果是最理想的。也就是說，只要找到接收端波形的起始位置和波形的拐點就能有效抑制感應耦合并最大限度地保留激電信息。

3 自適應抑制感應耦合方法

基于上面的分析，本文提出一種激電中梯裝置感應耦合的自適應抑制方法。該方法的核心思想是根據(jù)當前實時的波形狀況，確定適合當前地質情況的斬波時間寬度，結合斬波理論實現(xiàn)感應耦合的抑制。該方法的研究思路如下：1) 在數(shù)字采集的基礎上獲得時域波形，通過對波形進行分析，找到EM與IP交匯的時間點，并以此為斬波時間的終點；2) 對波形進行整形，利用相干檢測手段獲得整形后的波形相對于參考信號的相位，結合模數(shù)轉換器(A/D)的采樣率通過相位補償?shù)姆椒ㄕ业讲ㄐ蔚钠瘘c；3) 確定斬波時間，并結合斬波技術對波形進行斬波，得到抑制感應耦合的視幅頻率。

為了避免引入其他干擾，本方法采用基于硬件平臺的軟件處理模式。硬件平臺主要實現(xiàn)無失真提取信號波形的功能，為后期處理提供依據(jù)。在通常情況下，為了保證信號不失真地從電路前級傳輸?shù)胶蠹墸瑑杉夒娐分g需要進行阻抗匹配設計。所以，在儀器的前端首先進行阻抗匹配。采集到信號后，還需要對采集的信號進行一系列處理才能獲得適合進一步甄別的信號。這些處理包括程控放大(信號太小或太大都不利于后期處理)、工頻濾波(濾除工頻干擾)以及單端輸入轉差分輸出(消除信號中的共模干擾)。處理后的信號被送至模數(shù)轉換器(A/D)的采樣端，輸出的數(shù)字量送至中心處理器MCU中，MCU對上述數(shù)字量進行處理得到最終結果。基于以上分析，硬件功能流程設計如下：接收端的信號經過阻抗匹配、程控放大、50 Hz濾波、單端輸入轉差分輸出等一系列調整后被送至A/D輸入端；A/D對信號進行離散化處理之后將結果送至MCU，MCU對A/D輸出的結果進行算法設計并獲得最終視幅頻率。處理的中間數(shù)據(jù)存儲到MCU的內部存儲器SRAM中，最終測量結果顯示在液晶屏LCD上。硬件功能框圖如圖6所示。

圖6 硬件功能框圖

對采集到的信號數(shù)字化后，利用軟件手段對數(shù)字化結果進行處理，實現(xiàn)自適應抑制感應耦合的功能。A/D[19]從任意時刻開始對1個周期內的信號進行采樣，之后能獲得一系列離散信息，這些信息既包含電磁感應耦合信息，也包含激電信息。理論上，利用與待測信號同頻的參考信號對上述采樣值進行相干處理[20?21]，就可得到不包含感應耦合的激發(fā)信號相對于參考信號的相對相位，結合A/D的采樣率通過相位補償?shù)姆椒梢源_定接收到的信號起始位置。但在實際情況中，由于電磁感應耦合頻率成分復雜，存在與激發(fā)信號頻率相同的頻率分量，若直接用參考信號對采樣值進行相干處理，則得到的相對相位會不同于理論相位，通過相位補償?shù)玫降男盘柶鹗嘉恢貌⒉皇钦嬲钠鹗嘉恢茫@就給斬波起始位置的確定帶來了誤差。因此，要確定接收波形的起始相位，必須先對接收信號進行整形處理，以消除電磁感應可能引入的相位 誤差。

1個周期的信號整形流程如下：首先A/D從任意時刻開始對1個周期內的信號進行采樣，獲得離散數(shù)據(jù)序列1，1()為序列的第個數(shù)據(jù)(=0，1，2，…)；然后，利用該數(shù)據(jù)序列計算得到信號當前周期的電壓平均值avr；以avr為整形的閾值對數(shù)據(jù)序列1進行整理，當1()＞avr時，令1()=avr，當1()＜?avr時，令1()=?avr，當?avr＜1()＜avr時，令1()=0；最后對處理后得到的新數(shù)據(jù)序列進行二階數(shù)字低通濾波，濾除其中的高頻干擾數(shù)據(jù)，得到1個既不包含激電效應也不包含感應耦合的數(shù)據(jù)序列2。這樣，數(shù)據(jù)序列2描繪出來的波形就是1個與原來激發(fā)波形狀一樣的波形。

波形整形完成后，通過對整形后的數(shù)據(jù)序列2進行主頻相干檢測處理，得出整形后的信號相對于參考信號的相對相位，結合A/D的采樣率，將檢測出來的相位轉換成離散的數(shù)據(jù)點個數(shù)，通過補償?shù)姆绞酱_定接收端信號的起始位置。以雙頻信號2頻組為例，接收端A/D的采樣率為52.734 K，為了增強抗干擾能力，采樣4個點的數(shù)據(jù)后做1次加權平均，即將4個點的數(shù)據(jù)合成1個點的數(shù)據(jù)，則1個低頻周期(3.25 s)的總離散數(shù)據(jù)點個數(shù)為42 848，1個低頻周期的弧度為2π，即1個數(shù)據(jù)點對應的弧度即為π/21 424。通過對2主頻分量相干檢測獲得其相對于正弦參考信號的相位，利用上述弧度與采樣點的對應關系將相位換算成A/D采樣點的個數(shù)，通過補償?shù)姆绞郊茨艽_定接收端信號的起始位置。確定了接收信號的起始相位即確定了待測信號中所有EM的起始相位。之后，在數(shù)據(jù)序列1中從EM起始位置開始，逐點判斷EM數(shù)據(jù)的變化軌跡，找出EM能量接近最小且IP能量逐漸增強的點(波形中的拐點)，便可得到斬波時間的終點，這樣就確定了斬波時間。將數(shù)據(jù)序列1中斬波時間內的數(shù)據(jù)置為0，重新計算s。每個周期都按照上述流程處理，所得結果就是對應的抑制感應耦合結果。

上述方法的自適應性體現(xiàn)在：1) 始終根據(jù)實時的波形情況計算相應的電壓平均值，以平均值為閾值進行波形整形；2) 在確定起始位置的基礎上，始終根據(jù)波形的特點確定波形的拐點位置，從而得到最終的斬波時間，也就是說，只要采集到實時波形，就能自適應確定斬波時間，實現(xiàn)對實時感應耦合的抑制。

4 自適應抑制感應耦合實驗

實驗從3個方面來論證本文提出的自適應抑制感應耦合方法的效果。

4.1 自適應抑制感應耦合方法在阻容網絡中的應用

由于圖2中可供選擇的電感參數(shù)有限，利用極化電容與電感同時模擬激電效應與感應耦合效應的效果不明顯(要么感應耦合現(xiàn)象較弱，要么激電效應較弱)，所以,本實驗通過調整耦合電容(1和2)與極化電容(3和4)來模擬上述2種效應，測試電路如圖7所示。為了減小模擬網絡中元器件誤差，所有的器件都使用精密器件(電阻誤差率不超過1%，電容誤差率不超過1%)。

激發(fā)波選用雙頻信號2頻組(4 Hz和4/13 Hz)，保持發(fā)送信號的幅度為4 V，在圖7所示的阻容網絡中通過改變影響電磁感應耦合時間常數(shù)的參量值模擬各種不同電磁感應現(xiàn)象。在電磁感應耦合存在、激電現(xiàn)象不存在的模擬情況下，對比自適應斬波前后的結果評價該方法抑制電磁感應的效果。各參量取值如下：1=4=1.2 kΩ，2=3=100 kΩ，5=0 kΩ，3=4=0 nF，1=2。結果如表1所示。

圖7 自適應斬波阻容模型實驗測試電路

表1 各種電磁感應情況下自適應斬波前后視幅頻率

分析表1可知：自適應斬波前隨著1和2由0 nF逐漸變?yōu)? 320 nF，雙頻信號高、低頻分量幅度H與L逐漸增加，高、低頻分量之間的絕對差值也隨之增大，感應耦合造成的假視幅頻率絕對值從0.01%變?yōu)?0.20%。也就是說，隨著電磁感應耦合對雙頻信號高、低頻分量相對影響越來越大，引起的假視幅頻率越來越大，感應耦合現(xiàn)象越來越明顯；自適應斬波后，電磁感應耦合對高、低頻分量相對影響顯著減小，感應耦合造成的假視幅頻率顯著降低，通過自適應方法獲得的斬波時間幾乎可以完全消除當前的感應耦合，可見該方法具有明顯的抑制感應耦合效果。此外，從表1還可以看出：隨著感應耦合強度增大，感應耦合持續(xù)時間逐漸增加，相應的斬波時間也逐漸增加。也就是說，該方法可以針對當前的感應耦合狀況確定合適的斬波時間。

在考察抑制感應耦合的同時，還要考慮該方法對IP信號的損失。激發(fā)波選用雙頻信號2頻組(4 Hz和4/13 Hz)，發(fā)送信號的幅度保持為4 V，取1=4= 1.2 kΩ，2=3=100 kΩ，1=2=220 nF，3=3.3 μF，4=7.3 μF，5=2.2 kΩ，同時模擬電磁感應耦合與激電信息。首先，根據(jù)自適應方法獲得斬波時間和相應的斬波結果；然后，利用步進調節(jié)的方法獲得不同斬波時間下的斬波結果。根據(jù)所得結果表征斬波時間的正確性及斬波對IP信號的損失，結果如表2所示。

從表2可見：自適應斬波前，感應耦合引起的假視幅頻率最大(?2.35%)，感應耦合完全掩蓋了激電信息；自適應斬波后，視幅頻率變?yōu)?.06%，感應耦合基本消除，激電異常凸顯，對應的斬波時間為2.37 ms，可見自適應方法可以有效抑制感應耦合；當斬波時間小于2.37 ms時，斬波對感應耦合有一定的抑制作用，但激電異常并不明顯；當斬波時間大于2.37 ms時，視幅頻率逐漸減小，且隨著斬波時間增加，視幅頻率減小越多，激電信息損失越多，換言之，以2.37 ms進行斬波可以保留大部分激電信息。可見，自適應斬波方法可以有效地抑制感應耦合，且同時保留大部分激電信息。

表2 在電磁感應耦合情況下自適應斬波對激電的影響

4.2 自適應抑制感應耦合方法在水槽的應用

結合激電效應及感應耦合的產生機理，選擇銅板和相應參數(shù)的電容、電感以中梯裝置共線測量的方式模擬水槽中的IP與EM。水槽長×寬×高為2.0 m× 2.0 m×1.5 m，和極距為1 m，和極距為2 cm，測點距為10 cm。通過反復實驗，模擬參數(shù)確定如下：模擬IP的銅板長×寬×厚為200 mm×100 mm× 2 mm，銅板置于水槽中，距離供電電極和中心(點號50)的正下方10 cm；模擬EM的耦合電容為100 nF，線電感為51.153 mH，系統(tǒng)電感為2.34 H。供電電壓為18.2 V，供電電流為16.3 mA，激發(fā)波選用雙頻信號2頻組(4 Hz和4/13 Hz)和3頻組(8 Hz和8/13 Hz)。測試結果如圖8所示。

1—3頻組IP視幅頻率；2—2頻組IP視幅頻率；3—2頻組IP與EM共存的視幅頻率；4—3頻組IP與EM共存的視幅頻率。

圖8 水槽模型2頻組與3頻組視幅頻率s對比

Fig. 8 Comparison ofsbetween the second frequency group and the third frequency group on flume model

單獨比較各測點的視幅頻率可見：1) 無論是2頻組還是3頻組，僅IP效應存在時的視幅頻率均是大于IP效應與EM效應同時存在時的視幅頻率，引入感應耦合后各測點的視幅頻率都小于0；2) 隨著頻組增加，假視幅頻率絕對值越大；3) 越靠近供電電極的中心區(qū)域，假視幅頻率絕對值越大。換言之，水槽中的感應耦合使得各測點視幅頻率小于0，且隨著頻率增加和測點越靠近供電電極中心，感應耦合強度越大，感應耦合現(xiàn)象越明顯。對比中梯裝置感應耦合的分布規(guī)律可知水槽中模擬出來的感應耦合是正確的。整體觀察視幅頻率曲線發(fā)現(xiàn)：無論測量回路有無感應耦合，每條曲線的形態(tài)變化不大，感應耦合的存在只是使視幅頻率在數(shù)值上減小(曲線向下平移)。產生這個現(xiàn)象的原因是水槽近似于一個均勻背景環(huán)境。若實驗環(huán)境為介質分布不均勻大地，則各個測點的EM形態(tài)不盡相同，s曲線的形態(tài)就不會簡單地下移。

在水槽中獲得感應耦合擬合視幅頻率后，利用自適應方法進行抑制感應耦合的效果實驗，實驗結果如圖9所示。單獨比較各測點的視幅頻率發(fā)現(xiàn)：經過自適應斬波之后，各測點的EM都得到較大抑制，雖然與僅IP存在時相比視幅頻率有所減小，但減小程度有限。整體觀察視幅頻率曲線發(fā)現(xiàn)：自適應斬波之后的曲線形態(tài)與僅IP效應存在時的曲線形態(tài)相比改變較小，曲線能很好地反映異常位置及走向，曲線反映異常的能力得到很大提高。可見，該方法在水槽模型上可以實現(xiàn)感應耦合抑制，是一種有效的工作方法。

1—3頻組IP視幅頻率；2—3頻組自適應斬波后的視幅頻率；3—2頻組IP視幅頻率；4—2頻組自適應斬波后的視幅頻率；5—2頻組IP與EM共存的原始視幅頻率；6—3頻組IP與EM共存的視幅頻率。

圖9 水槽模型自適應斬波前后視幅頻率s對比

Fig. 9 Comparison ofsbetween before and after self-adaptive wave-chopping processing on flume model

4.3 自適應抑制感應耦合方法在野外工作的應用

在野外環(huán)境下(剖面掩蓋厚度約為100 m，電阻率為40~200 Ω?m)利用該方法完成測試工作，評價其實際應用效果。激發(fā)波選用雙頻信號2頻組(4 Hz和4/13 Hz)，幅度保持為172 V，極距為1 500 m，極距為40 m，測點距為10 m，采用共線測量方式。在同等條件下，分別利用自適應抑制感應耦合方法和時間域激電法測量每個測點的視幅頻率，通過對比同一個測點在不同測試方法下的測試結果評價自適應抑制感應耦合方法的效果。選取其中22個測點的視幅頻率數(shù)據(jù)繪制成視幅頻率曲線，如圖10所示。需要說明的是：由于實際情況中每個測點感應耦合的程度不一樣，每個測點所需的斬波時間也各不相同，所以，每個測點的斬波時間都是通過軟件算法獲得的適合實際情況的時間，而在該時間下測到的視幅頻率就是每個測點的最終視幅頻率。

從圖10可以看出：在當前地質環(huán)境下，在對接收信號沒有進行處理前，視幅頻率大部分是負值，幾乎看不到激電異常，也就是說，該區(qū)域內存在嚴重的電磁感應耦合；利用自適應抑制感應耦合方法處理后，每個測點的感應耦合得到明顯消除，激電異常凸顯，可見在野外環(huán)境下自適應抑制感應耦合方法具有良好的去耦效果。另一方面，對比自適應抑制感應耦合方法處理的視幅頻率與時間域激電的視幅頻率發(fā)現(xiàn)，經過處理之后得到的視幅頻率曲線與時間域激電測量得到的曲線形態(tài)相同，視幅頻率相近，2條曲線對地下情況的反映無本質區(qū)別，具有良好的等效性。上述結果表明采用自適應抑制感應耦合方法在野外所得實測結果真實有效，具有實用價值。

1—自適應斬波后的視幅頻率；2—時間域激電視幅頻率；3—原始視幅頻率。

圖10 野外測量自適應斬波前后視幅頻率s對比

Fig. 10 Comparison ofsbetween before and after self-adaptive wave-chopping processing in physical measurements

5 結論

1) 根據(jù)接收波形的特點，計算當前周期的電壓平均值，并以該平均值為閾值進行波形整形；在此基礎上，結合相干檢測技術和A/D的采樣率與相位的對應關系，通過相位補償方式自適應確定接收信號的起始位置。

2) 在數(shù)字采集的基礎上，通過分析實時波形特點，找到感應耦合能量接近最小、激電效應能量逐漸增加的位置，自適應確定斬波時間終點。

3) 感應耦合對激電效應的影響體現(xiàn)在引起接收信號波形形態(tài)和視幅頻率變化。自適應抑制方法通過對接收波形進行處理，以實現(xiàn)感應耦合抑制，提升視幅頻率。

4) 自適應抑制方法實現(xiàn)了接收信號的自同步，避免了GPS時間同步帶入的相差；自適應方法可根據(jù)當前的感應耦合狀況自適應確定合適的斬波時間，有效提高工作效率。

5)自適應抑制方法通過軟件斬波方式實現(xiàn)了在抑制感應耦合的同時最大限度地保留激電信息，提高測量精度。

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(編輯 陳燦華)

Self-adaptive suppression method for inductive coupling of IP in mid-gradient array

LIU Jianxin1, 2, TANG Dongmei1, 2

(1. School of Geo-science and Info-physics, Central South University, Changsha 410083, China;2. Hunan Key Laboratory of Non-ferrous Resources and Geological Hazard Detection,Central South University, Changsha 410083, China)

To effectively inhibit inductive coupling in real-time, a self-adaptive suppression method for inductive coupling of IP in mid-gradient array was proposed based on wave-chopping decoupling theory and the performance of inductive electromagnetic coupling in mid-gradient array in time and frequency domain. The point where the inductive electromagnetic coupling was close to the minimum and where the induced polarization started to increase was calculated according to the characteristic of waveform on basis of data acquisition. Furthermore, the starting point of waveform was determined by waveform shaping technique and phase compensation technique. Decoupling time was determined. Experiment on RC model and flume model and physical arrays were conducted by using this method. The results show that the method can effectively suppress the inductive coupling on the basis of retaining most of the IP information, which verifies the reliability of this method.

self-adaptive suppression; inductive electromagnetic coupling; IP effect; mid-gradient array

10.11817/j.issn.1672-7207.2016.12.022

P319.3

A

1672?7207(2016)12?4122?10

2016?01?27；

2016?03?27

國家自然科學基金資助項目(41674080)(Project(41674080) supported by the Natural National Science Foundation of China)

柳建新，博士，教授，從事礦產資源勘探、工程勘察的理論與應用研究；E-mail：ljx6666@126.com