應用于高功率領域的改進型諧振直流環節逆變器

王強， 陳祥雪， 劉巖松， 王天施， 劉曉琴

（遼寧石油化工大學信息與控制工程學院，遼寧撫順113001）

應用于高功率領域的改進型諧振直流環節逆變器

王強， 陳祥雪， 劉巖松， 王天施， 劉曉琴

（遼寧石油化工大學信息與控制工程學院，遼寧撫順113001）

為減小位于逆變器直流環節的輔助諧振電路的損耗，提出一種新型的輔助電路與直流母線并聯的諧振直流環節軟開關逆變器，其直流母線上沒串聯輔助開關器件和諧振元件，而且輔助諧振電路中只有1個儲能電容，無中性點電位的變化問題。依據不同工作模式下的等效電路圖，分析電路的換流過程和設計規則，并建立起輔助諧振電路損耗的數學模型，討論諧振參數對輔助電路損耗的影響。制作1臺5 kW的實驗樣機，實驗結果表明逆變器的工作過程符合原理分析，能實現軟開關功能，而且相比于同類型軟開關逆變器，效率得到了進一步提高。因為該軟開關逆變器的輔助電路與直流母線并聯，輔助電路損耗相對較低，所以有利于在高功率領域提高逆變器效率。

逆變器；直流母線；輔助諧振電路；并聯；軟開關

0　引言

由于現代電力電子裝置趨向于向小型化和輕量化發展，必然要求開關頻率越來越高。當開關頻率很高時，往往造成開關過程中電壓和電流變化率很大，給電路造成嚴重的開關損耗和噪聲污染，而且產生嚴重的電磁干擾，軟開關技術的出現解決了這一系列問題。近年來研究比較集中的軟開關逆變器從輔助諧振電路的位置上主要分為諧振極逆變器和諧振直流環節逆變器，其中諧振直流環節軟開關逆變器有許多明顯的優勢，例如其輔助器件少，結構簡單。

通過對比分析國內外關于諧振直流環節軟開關逆變器的文獻［1-13］，可以發現這些文獻提出的拓撲結構雖然各有差異，但是都存在一個共同點，那就是位于逆變器直流環節的輔助諧振電路并沒有完全與直流母線并聯，都有1個輔助開關串聯在直流母線上，這將導致位于直流母線上的器件產生較大的通態損耗，增加了輔助諧振電路的總損耗，阻礙了逆變器的效率提高，使諧振直流環節軟開關逆變器無法向高功率領域應用推廣。為解決這一問題，文獻［14-16］提出了一類輔助電路與直流母線并聯的諧振直流環節軟開關逆變器，其直流母線上無串聯輔助開關和諧振電感，有利于降低輔助諧振電路的損耗和提高逆變器效率，但是文獻［14-16］提出的逆變器仍然存在以下問題：①拓撲結構的直流母線之間有2個分壓電容，這2個分壓電容很難實現均壓，逆變器在工作過程中不可避免的會出現中性點電位的變化問題，影響軟開關的實現；②在工作過程中，需要逆變器橋臂的瞬間短路以提供足夠大的諧振電流，這對控制精確度要求很高，否則會造成電源短路；③當電感電流閾值設定以后，每個開關周期內的直流母線零電壓持續時間是固定的，不受輔助開關控制，這樣無法應用各種靈活的脈寬調制（pulse width modulation，PWM）策略。

以輔助電路與直流母線并聯這一思想為基礎，為解決以上問題，本文提出了一種新型諧振直流環節軟開關逆變器拓撲結構，與同類型的諧振直流環節軟開關逆變器相比，本文提出的拓撲結構具有以下特點：①直流母線之間只有1個儲能電容，無中性點電位的變化問題；②逆變器工作過程不需要橋臂瞬間短路，控制可靠；③可以通過控制輔助開關來調節直流母線的零電壓持續時間，有利于應用各種靈活的控制方法。文中分析了該電路的換流過程和設計規則，建立了輔助電路損耗的數學模型及其與諧振參數之間的變化關系。最后制作了1臺功率5kW的實驗樣機，通過實驗來驗證本文提出的新型拓撲結構的有效性。

1　拓撲結構和工作原理

1.1拓撲結構

新回路的拓撲結構如圖1所示，由PWM可控整流器，輔助諧振電路和PWM逆變器電路組成，逆變器的直流電源由PWM可控整流器提供。輔助諧振電路包括電解電容Cdc，諧振電感Lr，輔助二極管Da4和Da5，輔助開關器件Sa1，Sa2和Sa3其反并聯二極管Da1，Da2和Da3。PWM逆變器的橋臂上的各開關器件都并聯緩沖電容Cs，輔助諧振電路為PWM逆變器開關器件提供零電壓開關條件。該拓撲結構的設計思路是直流母線上無串聯輔助開關，在儲能電容與直流母線之間設置1個輔助開關，當直流母線電壓準備下降時，關斷該輔助開關能將儲能電容與直流母線斷開，來避免直流母線電壓被箝位在電源電壓；在諧振回路中設置另外的輔助開關，開通該輔助開關能給諧振電感充電，使諧振電流達到設定值，同時為諧振電容向諧振電感轉移能量提供通路，關斷該輔助開關，諧振電感能對諧振電容放電，使直流母線電壓開始回升。為簡化分析，作如下假設：①器件均為理想工作狀態；②負載電感遠大于諧振電感，逆變橋開關狀態過渡瞬間的負載電流可以認為是恒流源I0；③逆變器的6個主開關器件等效為Sinv，主開關器件反并聯的續流二極管等效為Dinv；④逆變器的6個緩沖電容Cs等效為Cr，取Cr=3Cs，這是因為逆變器各橋臂上下任意一方的開關器件接通時，都使與其并聯的電容Cs短路，正常工作時3個橋臂上的電容相當于3個電容并聯。圖1所示的新型拓撲結構可等效為如圖2所示的電路，Sinv，Dinv和I0組成了PWM逆變器的等效電路，直流電源E和電感Ld組合在一起等效成PWM可控整流器提供的直流電源，其中Ld的電感值相對較大。直流母線上的電流Id和負荷電流I0以圖2所示方向流過，各部分的電流電壓都以圖2所示的方向為正。

圖1　輔助電路與直流母線并聯的新型諧振直流環節軟開關逆變器拓撲結構示意Fig.1　Novel resonant DC-link soft-switching inverter including auxiliary circuit parallel with DC bus

圖2　逆變器的等效電路Fig.2　Equivalent circuit of proposed inverter

1.2工作原理

本電路在一個開關周期內可以分為7個工作模式，電路的特征工作波形如圖3所示，各工作模式的等效電路如圖4所示，該電路中含有2個換能元件Cr和Lr，整個系統用狀態變量uCr、iLr表征。選用電感電流iLr與電壓狀態變量uCr組合，形成1個相平面來分析整個電路。以模式1為初始狀態，電路的工作過程如下：

模式1（t～t0）：初始狀態，直流母線電流Id分為兩部分電流，一部分流向負載，另一部分經過Sa1的反并聯二極管Da1流向電容Cdc，Sa1處于開通狀態，電路工作在穩態。此時，uCr=E，iLr=0。本模式的運動軌跡為一點如圖5所示。本模式持續時間為T1。

圖4　各工作模式的等效電路Fig.4　Equivalent circuits under different opera tion modes

圖5　諧振直流環節逆變器的相平面Fig.5　Phase-plane of resonant DC link inverter

模式2（t0～t1）：在t0時刻，給輔助開關Sa2和Sa3觸發信號，使其同時導通，回路狀態如圖4（b）所示。在諧振電感Lr的作用下，降低了流過Sa2和Sa3的電流的上升率，所以Sa2和Sa3實現了零電流開通。Sa2和Sa3開通后，Lr承受的電壓值為E，Lr被充電，流過Lr的電流iLr線性增大，在t1時刻，當iLr線性增大到電流值Id-I0時，流過Da1的電流下降到零，模式2結束。本模式的運動軌跡為圖5中t0～t1段。Sa2和Sa3開通瞬間的電流上升率為

本模式的持續的時間為

模式3（t1～t2）：從t1時刻開始，Lr繼續被充電，iLr繼續線性增大，同時流過Sa1的電流從零開始線性增大。在t2時刻，當iLr增大到設定值Ib時，模式3結束。本模式的運動軌跡為圖5中t1～t2段。本模式持續的時間為

模式4（t2～t3）：在t2時刻，關斷Sa1，在Cr的作用下，降低了Sa1關斷瞬間端電壓的上升率，所以Sa1實現了零電壓關斷。Sa1關斷以后，Lr和Cr開始諧振，Cr放電，Lr被充電，iLr繼續增大，Cr的端電壓從E逐漸減小。在t3時刻，當Cr的端電壓減小到零時，二極管Dinv開始導通，iLr增大到最大值I1，模式4結束。本模式的運動軌跡為相平面圖中t2～t3段。該模式的曲線運動方程如下：

將uCr=0代入到式（4）中，可以得到iLr的正向最大值

本模式中iLr和uCr的表達式分別為

Sa1關斷瞬間的電壓變化率為

本模式的持續時間為

模式5（t3～t4）：從t3時刻開始，負載電流I0通過Dinv續流，iLr分別通過Sa2，Lr和Da5組成的回路和Sa3，Lr和Da4組成的回路來續流，直流環節電壓為零，電路處于穩態，這時逆變器的主開關可以完成零電壓切換。可以通過控制Sa2和Sa3的關斷時刻來調節本模式的持續時間T5，即直流環節的零電壓持續時間T5是受輔助開關控制的。本模式的運動軌跡為一點如圖5所示，iLr=I1，uCr=0。

模式6（t4～t5）：在t4時刻，同時關斷Sa2和Sa3，在Cr的作用下，降低了Sa2和Sa3關斷瞬間端電壓的上升率，所以Sa2和Sa3實現了零電壓關斷。Sa2和Sa3關斷以后，Lr和Cr開始諧振，Lr放電，Cr被充電，iLr開始減小，uCr開始增大。在t5時刻，當iLr減小到I2，uCr增大到E時，模式6結束。本模式的運動軌跡為相平面圖中 t4～t5段。該模式的曲線運動方程如下：

將uCr=E代入到式（10）中，可以得到

本模式中iLr和uCr的表達式分別為

Sa2和Sa3關斷瞬間的電壓變化率為

本模式的持續時間為

模式7（t5～t6）：在t5時刻，uCr增大到E時，Da1開始導通，同時開通Sa1，Sa1實現了零電壓開通，Lr承受的電壓值為E，Lr放電，iLr從I2開始線性減小，在t6時刻，當iLr線性減小到零時，模式7結束。本模式的運動軌跡為圖5中t5～t6段。本模式持續的時間為

然后電路返回模式1，開始下一個開關周期的工作。至此，一個開關周期內的電路曲線運動方程建立完成，可以繪制出相平面上的運動軌跡，如圖5所示。

以上分析的是負載電流方向為正時的電路工作模式，當負載電流方向為負時，電路的工作模式與上述的工作模式類似，這里不再詳述。

1.3輔助諧振電路中的開關管和二極管的應力分析

根據以上各工作模式的分析可知，在電路工作過程中，開關管Sa1，Sa2和Sa3承受的最大電壓值為E，輔助二極管Da4和Da5承受的最大電壓值也為E，所以開關管和二極管承受的電壓應力不超過E。

流過Sa1的最大電流值為Ib+I0-Id，出現在模式3的結束時刻，Sa1承受的電流應力隨著電流設定值Ib的增大而增大。

流過Sa2和Sa3的最大電流值為I1，出現在模式4的結束時刻；流過Da4和Da5的最大電流值也為I1，出現在模式6的開始時刻。根據式（5）可知，Sa2、Sa3、 Da4和Da5承受電流應力隨著的增大而減小，隨著電流設定值Ib的增大而增大。

1.4設計規則

1）為保證Sa2和Sa3實現零電流開通，其開通瞬間的電流變化率必須小于器件允許的電流變化率（di/dt）r，即

2）為保證Sa2和Sa3實現零電壓關斷，其關斷瞬間的電壓變化率必須小于器件允許的電壓變化率（du/dt）r，即

由式（18）可以得到

3）為保證Sa1實現零電壓關斷，其關斷瞬間的電壓變化率必須小于器件允許的電壓變化率（du/ dt）r，即

由式（20）可以得到

4）為保證Sa1實現零電壓開通，在模式6中uCr必須增大到E。根據式（13）可知需要滿足

由式（22）可以得到

5）為保證逆變器橋臂上的主開關實現零電壓開關，軟開關逆變器的主開關的切換時刻相比于硬開關逆變器要滯后時間Td，使軟開關逆變器的主開關在直流母線電壓下降到零以后再開始切換。由圖3可知Td被設定以后，需要滿足T2+T3+T4≤Td，即

由式（24）可以得到

6）為限制輔助諧振電路損耗，流過諧振電感的最大電流I1應不大于兩倍負載電流最大值I0max。根據式（5）可以得到

由式（26）可以得到

綜上所述，根據式（19），式（21），式（23），式（25）和式（27），可以確定出電感電流設定值Ib的取值范圍。為在全負荷范圍內都滿足以上設計規則，在負載電流取最大值時，參數值的選取應使式（17）～式（27）都成立。

2　輔助電路功率損耗的計算分析

逆變橋上的功率開關器件為零電壓開關，開關損耗為零；Sa1實現了零電壓開通和零電壓關斷，開關損耗為零；Sa2和Sa3實現了零電流開通和零電壓關斷，開關損耗為零。但是Sa1，Sa2和Sa3及Sa1的反并聯二極管Da1存在通態損耗，輔助二極管Da4和Da5也存在通態損耗，因為沒有電流流過Da2和Da3，所以Da2和Da3通態損耗為零。理想狀態下，因為Lr和Cr的電阻很小，Lr和Cr功耗可以近似為零。設輔助開關器件通態壓降為VCE，其反并聯二極管和輔助二極管通態壓降為VEC，開關頻率為fc。根據一個開關周期內的各工作模式的理論分析，采用分段積分法可以得到輔助電路各器件的功率損耗數學模型。

輔助開關Sa1及其反并聯二極管Da1的通態功耗PSa1和PDa1可表示為

輔助開關Sa2和Sa3的通態功耗PSa2和PSa3可表示如下：

輔助二極管Da4和Da5的通態功耗PDa4和PDa5可表示如下：

輔助諧振電路的總功耗Padd可表示如下：

根據式（32），令T4=0，T6=π/（2ωr）可以得到Padd的最大值Paddmax表示如下：

接下來用Paddmax分別對Lr，Cr和Ib求偏導，來研究Lr，Cr和Ib的變化對功率損耗的影響。

在除了Lr以外的其他參數確定以后，可以求出使式（34）大于零和小于零的Lr的取值范圍，這樣就得到了在Lr的不同取值范圍內，輔助電路損耗與諧振電感Lr之間的變化關系。

由式（35）可知隨著Cr的增大，輔助諧振電路的功率損耗增大，所以在滿足設計規則的前提上，Cr盡量取最小值。

由式（36）可知當Ib＞4（Id-I0）/3時，式（36）一定大于零，隨著Ib的增大，輔助諧振電路的功率損耗增大，所以當Ib＞4（Id-I0）/3時，在滿足設計規則的前提上，Ib盡量取最小值。

3　控制策略

3.1輔助諧振電路的邏輯控制

如圖3所示，當逆變器主開關要改變開關狀態時，相比于硬開關逆變器，主開關的切換要滯后時間T2+T3+T4，使uCr下降到零以后，完成主開關切換。在主開關原動作時刻t0，同時開通Sa2和Sa3，經過時間T2+T3，當檢測到iLr上升到Ib時，關斷Sa1。然后再經過時間T4，當檢測到uCr下降到零時，主開關開始切換。主開關切換以后，經過時間T5，同時關斷Sa2和Sa3，然后再經過時間T6，當檢測到uCr增大到E時，開通Sa1。根據式（2），式（3），式（9）和式（15），可以計算出以上的控制時間，其中可以通過改變Sa2和Sa3的關斷時刻來調節T5。為方便控制，當參數值Lr、Cr、Ib確定以后，取I0為最小值，來計算T4；取I0為最大值，來計算T6，這樣以上各控制時間都可以是固定值，不隨負載電流變化，所以輔助諧振電路可以采用固定時間控制。

3.2三相逆變器控制

電路的主開關都并聯了緩沖電容，其關斷可以認為是軟關斷，所以只需考慮怎樣實現主開關的零電壓開通。采用新型空間矢量脈寬調制（space vector pulse width modulation，SVPWM）方法［17］，使3個橋臂上的主開關同時發生切換，零電壓凹槽出現在每個開關周期的初始部分，這樣需要零電壓開通的3個開關器件就可以在零電壓凹槽內同時完成開通，可以減少輔助諧振電路開關動作次數。在每個開關周期內，輔助諧振電路只要工作1次，就可以完成所有主開關的零電壓開通，有利于降低輔助諧振電路的損耗，具體方法見文獻［17］。

4　實驗結果

為驗證提出的軟開關逆變器的有效性，根據圖1制作了功率為5 kW的實驗樣機，輸入逆變器的直流電壓由PWM可控整流器提供，輸出端接三相阻感性負載。實驗電路以DSP芯片TMS320F2812為控制核心，驅動芯片為EXB841，輔助諧振電路中的開關器件為IGBT模塊SKM75GAL063D（單管600 V/75 A），輔助諧振電路中的二極管為快速恢復二極管RHRG3060（600 V/30 A）。實驗電路的參數值：輸入直流電壓E=300 V；諧振電流設定值Ib= 10 A；輸出功率P0=5 kW；諧振電感Lr=50 μH；緩沖電容Cs=33 nF；負載電感La=Lb=Lc=1 mH；負載電阻Ra=Rb=Rc=10 Ω；輸出相電壓有效值U0=110 V；輸出頻率f0=50 Hz；開關頻率fc=10 kHz。

直流母線電壓ubus的實驗波形如圖6（a）所示，可以看出直流母線電壓波形出現了多個零電壓凹槽，而且在每個開關周期100 μs內只出現了1個零電壓凹槽，這是因為實驗中采用文獻［17］提出的新型空間矢量脈寬控制方法，在每個開關周期內，使輔助電路只工作一次，就可以實現主開關的零電壓切換。諧振電流iLr的實驗波形如圖6（b）所示，與圖3所示的特征工作波形基本一致，圖6（a）和圖6（b）的實驗波形驗證了逆變器工作原理的正確性。輔助開關Sa2開通和關斷時的電壓uSa2和電流iSa2的實驗波形分別如圖6（c）和圖6（d）所示，從圖6（c）可以看出Sa2開通時，電流iSa2以較低的上升率上升，Sa2實現了零電流開通；從圖6（d）可以看出Sa2關斷時，其端電壓uSa2以相對較低的變化率上升，Sa2實現了零電壓關斷。軟開關逆變器的主開關S1開通和關斷時的端電壓uS1和電流iS1實驗波形如圖6（e）所示，可以看出S1開通和關斷時電壓電流波形無重疊，是在零電壓的條件下完成了切換。該軟開關逆變器在輸出頻率為50 Hz時的三相的相電流ia，Ib和ic的實驗波形如圖6（f）所示，可以看出逆變器的相電流的波形依然平滑，畸變很小。為驗證本文提出的輔助電路與直流母線并聯的新型諧振直流環節軟開關拓撲結構與同類型軟開關拓撲結構相比在效率方面的優勢，與文獻［16］中的軟開關拓撲結構進行了效率對比測試，文獻［16］中的軟開關拓撲結構的輔助電路也是與直流母線并聯，但是在直流母線之間串聯了2個分壓電容，易出現中性點電位變化，影響軟開關的實現，而且在每個開關周期的工作過程中需要逆變器橋臂瞬間短路以提供足夠大的諧振電流。效率測試中均采用兩電平三相逆變器的結構，同時這兩種軟開關拓撲結構要保持效率測試時的輸出相電壓和負載參數相同。在輸出功率達到5 kW時，本文提出的拓撲結構效率達到97.2%，相比于文獻［16］的拓撲結構，在效率上提高了1.4%。另外，與硬開關逆變器也進行了效率對比測試，可以發現相比于硬開關逆變器，本文提出的軟開關逆變器在滿載5 kW時的效率提高值高于輕載500 W時的效率提高值，驗證了本文提出的軟開關逆變器在高功率領域的效率優勢。

圖6　實驗波形Fig.6　Experimental waveforms

5　結論

本文提出了一種輔助電路與直流母線并聯的新型諧振直流環節軟開關逆變器，與相關文獻提出的同類型軟開關拓撲結構相比，顯著優點是：①直流母線之間只有1個儲能電容，無中性點電位的變化問題；②逆變器工作過程不需要橋臂瞬間短路，控制可靠；③可以通過控制輔助開關來調節直流母線的零電壓持續時間，有利于應用各種靈活的控制方法。通過實驗研究得出如下結論：①該諧振直流環節逆變器的直流母線電壓周期性地形成零電壓凹槽，使逆變器的主開關器件在母線電壓為零時完成切換；②輔助開關也實現了零電流開通和零電壓關斷；③逆變器輸出的相電流被很好地控制，電流波形為光滑的正弦波；④在輸出功率5 kW的原理樣機上得到了97.2%的實測效率，與相關文獻提出的同類型軟開關逆變器相比，效率得到了進一步提高。

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（編輯：劉素菊）

Improved resonant DC link inverter applied in high-power field

WANG Qiang， CHEN Xiang-xue， LIU Yan-song， WANG Tian-shi， LIU Xiao-qin
（College of Information and Control Engineering，Liaoning Shihua University，Fushun 113001，China）

A novel resonant DC-link soft-switching inverter including auxiliary circuit parallel with DC bus was proposed to reduce loss of auxiliary resonant circuit on the DC-link of the inverter.Auxiliary switches and resonant elements were not on the DC bus of the novel topology and only one storage capacitor was in the auxiliary circuit.There was no center tap potential variation problem.According to equivalent circuits under different modes，commutation process of the circuit and design rule were analyzed.The mathematical model for auxiliary resonant circuit loss was established and the influence of resonant parameters on the loss of auxiliary circuit was discussed.A 5 kW laboratory prototype was built.The experimental results demonstrated that working process of the inverter accorded with theoretical analysis and performance of soft-switching was realized.In addition，compared with same type of soft-switching inverters，efficiency of the inverter was improved further.Because auxiliary circuit is parallel with DC bus in the inverter and the loss of auxiliary circuit is relatively low，it is helpful to improve efficiency of the inverter in the high power field.

inverter；DC bus；auxiliary resonant circuit；parallel；soft-switching

10.15938/j.emc.2016.03.010

TM 464

A

1007-449X（2016）03-0063-08

2014-09-26

國家自然科學基金（51207069）；遼寧省教育廳科研項目（L2013146）；中國博士后科學基金（2013M531349）；江蘇省博士后科研資助計劃項目（1301105C）

王強（1981—），男，博士，副教授.碩士生導師，研究方向為軟開關逆變器的電路拓撲及控制；

陳祥雪（1991—），女，碩士研究生，研究方向為軟開關逆變器的電路拓撲及控制；

劉巖松（1989—），男，碩士研究生，研究方向為軟開關逆變器的電路拓撲及控制；

王天施（1970—），男，博士，副教授，研究方向為電力系統繼電保護；

劉曉琴（1975—），女，博士研究生，副教授，研究方向為電力系統故障診斷。

王強