一種單級隔離型Sepic逆變器

王立喬 祝百年 孫孝峰

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一種單級隔離型Sepic逆變器

王立喬 祝百年 孫孝峰

（燕山大學電力電子節能與傳動控制河北省重點實驗室 秦皇島 066004）

提出了一種新型單級隔離型Sepic逆變器。該逆變器只需三個有源開關和一個高頻變壓器，結構簡單、易于實現。該逆變器由直流Sepic變換器擴展而來，因而具有升降壓能力，適于直流側電壓寬范圍波動的可再生能源發電系統。介紹了所提逆變器的電路結構和工作原理，采用單周期控制實現了系統的閉環控制；給出了該逆變器的磁集成設計方案；在理論分析的基礎上，進行了仿真和實驗驗證。仿真和實驗結果表明，該逆變器具有良好的動、靜態性能。

單級隔離型Sepic逆變器 可再生能源發電系統 直流側電壓寬范圍變化 單周期控制 磁集成

0 引言

可再生能源發電技術是應對能源危機、遏制環境污染、實現低碳經濟的核心技術之一。逆變器作為能量轉換裝置，在可再生能源發電技術中起著重要作用[1]。

可再生能源的功率輸出由于受環境因素的影響，具有很大的隨機性和不確定性。這就要求作為能量轉換接口的逆變器適應輸入功率的大幅度變化，通常體現為直流輸入電壓的大范圍波動。而不論是獨立發電系統中的交流負載，還是并網發電系統中的交流母線，又都要求逆變器的輸出電壓保持恒定。歸結起來，可再生能源發電系統中的逆變器應該在輸入直流電壓大范圍波動的情況下實現穩定的交流輸出，即要求逆變器具有升降壓能力。

常規的電壓型和電流型橋式逆變器都不能滿足以上需要。針對該問題，有多級式結構和單級式結構兩種解決方案。相比而言，單級式結構具有更簡潔的形式和更高的效率。在具體實現上，單級式結構又可分為非隔離型和隔離型兩種。非隔離型結構，有的通過對常規逆變器進行改造（典型的解決方案為Z源逆變器[2,3]），有的利用直流斬波器直接構造（如雙Buck/Boost逆變器[4]和雙Cuk逆變器[5]），均可以實現升降壓功能。由于非隔離型結構輸入、輸出之間無電氣隔離，因而容易出現直流偏置、共模漏電流等問題[6]。

隔離型結構根據變壓器的工作頻率，又可以分為工頻隔離型和高頻隔離型。工頻隔離型方案采用工頻變壓器實現電氣隔離和電壓匹配，同時還有效地抑制了直流偏置并切斷了共模寄生回路，是實際中應用最多的方案。但工頻變壓器的引入，造成了該方案效率低、成本高。而高頻隔離型結構由于采用效率高、體積小、成本低的高頻變壓器，是性價比較高的一種技術方案。

單級高頻隔離型逆變器的構造方法總體上有兩種[7]。一種是DC-AC-AC結構，先通過DC-AC變換為高頻交流，再通過AC-AC變換為低頻交流。這種結構的缺點是開關器件數目多，調制策略復雜，且需要增加有源鉗位電路，或采用復雜的換流控制算法，以降低器件的開關應力[8,9]。另外，該結構的逆變器多由Buck型結構（包括正激、全橋、半橋和推挽等）拓展而來，若需要升壓只能通過變壓器實現，升降壓范圍有限。另一種是DC-DC-AC結構，具體實現中，又可分為兩種方法：①先通過隔離型DC-DC變換，將穩恒直流變換為高頻脈動直流，再經橋式極性反轉電路變換為交流[10]，該結構前后級的開關頻率不一致，需要進行協調控制，開關數目也比較多；②將兩個隔離型DC-DC變換器組合在一起構成組合型逆變器。

為了應對輸入電壓大范圍波動的情況，在構造組合型逆變器時，可以選用有升降壓能力的隔離型DC-DC變換器，如隔離型Buck-Boost變換器（即反激變換器）、隔離型Cuk變換器和隔離型Sepic變換器。由于隔離型DC-DC變換器的輸入、輸出之間有電氣隔離，因而輸入側和輸出側的組合關系可以相互獨立，理論上有輸入并聯/輸出串聯、輸入串聯/輸出并聯、輸入并聯/輸出并聯以及輸入串聯/輸出串聯四種結構。文獻[11]采用輸入并聯/輸出串聯的方式，分別構造了隔離型Buck-Boost逆變器、隔離型Cuk逆變器和隔離型Sepic逆變器。這些逆變器都含有四個開關器件和兩個高頻變壓器，后兩種逆變器含有四個電感，輸出為串聯方式，不利于并聯和并網。文獻[12]提出了并聯逆變器的構造方法，按照該方法，同樣可以構造出并聯型的隔離型DC-DC變換器，但與上述串聯型結構類似，也都需要四個開關器件和兩個變壓器，采用Cuk和Sepic結構時，也都需要四個電感，輸出并聯型逆變器的優點是易于并聯和并網運行。由此可見，上述已有的組合型單級隔離型逆變器雖然開關器件數目較少，但都需要兩個高頻變壓器，采用Cuk和Sepic結構時還需要四個電感，結構復雜，成本高，而且過多的磁性器件數目也不利于磁集成設計。在組合型逆變器中，只有并聯輸出的隔離型Buck-Boost逆變器[13,14]，即反激逆變器，需要一個高頻變壓器和三個開關器件，結構簡單，成本低，具有一定的實用性。但由于反激變換器的輸入電流是斷續的，電源利用率低，因而只能應用于小容量場合。

本文利用隔離型Sepic變換器，按照組合型的思路，構造了一種新型單級隔離型Sepic逆變器。該逆變器同樣只用一個變壓器和三個開關器件，但其輸入電流是連續的，電源利用率高，可以應用于功率等級較高的場合。由于Sepic電路本身的升降壓功能，使得該逆變器具有較強的升降壓能力，適于輸入電壓變化范圍大的場合。此外，該逆變器的磁性器件數目相對較少，可通過磁集成的方式集成在一個磁心上，以減小體積，提高功率密度。本文首先介紹該逆變器的基本結構、工作原理和閉環控制策略，然后對該逆變器進行了磁集成設計，并給出了仿真和實驗結果。

1 單級隔離型Sepic逆變器工作原理

1.1 電路基本構成

單級隔離型Sepic逆變器的拓撲結構如圖1所示。該逆變器由隔離型直流Sepic變換器擴展而來。該逆變器為電流源型逆變器，變壓器一次側電路包含電感1、2和電容1，以電流的形式向輸出端傳送能量；兩個二次繞組反并聯，通過互補導通的方式，實現正弦波的正、負半波輸出。作為電流源型逆變器，為保證電流的單向性，二次繞組回路中均串聯了與主開關器件同向的二極管，也可直接采用逆阻型開關器件；為保證二次側兩開關器件的安全換流，應加入疊流時間。由于為電流源型輸出，濾波器采用CL濾波。

圖1 單級隔離型Sepic逆變器

1.2 開關調制策略及工作模式

單級隔離型Sepic逆變器的開關調制策略如圖2所示。調制波為正弦信號的絕對值，與三角載波調制為PWM波，作為開關S1的驅動信號；開關S2和S3的驅動信號為互補的方波。在前半周期，開關S2工作，逆變器輸出正向電流；在后半周期，開關S3工作，逆變器輸出反向電流。

圖2 單級隔離型Sepic逆變器的開關調制策略

由圖2可以推出單級隔離型Sepic逆變器的四種工作狀態。

工作狀態Ⅰ：開關管S1和S2導通、S3關斷，如圖3a所示。電源經過S1給1充電，1電流上升；同時1經過S1給2充電，2電流上升；變壓器一次側電壓與2兩端電壓相同（方向為上負下正），使二極管VD1處于反向截止狀態，輸入端不向輸出端傳送能量，負載電流通過電容2續流。

（a）工作狀態Ⅰ

（b）工作狀態Ⅱ

（c）工作狀態Ⅲ

（d）工作狀態Ⅳ

工作狀態Ⅱ：開關管S1和S3關斷、S2導通，如圖3b所示。1與2同時放電，變壓器一次電壓改變方向（仍與2兩端電壓相同），使二極管VD1正向導通；此時電源和1向1充電，同時與2通過變壓器向負載提供能量。

工作狀態Ⅲ：開關管S1和S3導通、S2關斷，如圖3c所示。電源經過S1給1充電，1的電流上升；同時1經過S1給2充電，2電流上升；二極管VD2處于反向截止狀態，輸入端不向輸出端傳送能量，負載電流通過2續流。

工作狀態Ⅳ：開關管S1和S2關斷、S3導通，如圖3d所示。1與2同時放電，二極管VD2正向導通；此時電源和1向1充電，同時與2通過變壓器向負載提供能量。

工作狀態Ⅰ和工作狀態Ⅱ工作在輸出正弦波前半個周期；狀態Ⅲ和工作狀態Ⅳ工作在輸出正弦波的后半個周期。圖4列出了在輸出正弦波前半個周期，一個載波周期內各主要器件的工作波形，分別對應工作狀態Ⅰ和工作狀態Ⅱ。在輸出正弦波后半個周期的相關工作波形與前半周期類似，限于篇幅，不再給出。

圖4 前半個周期各主要器件工作波形

1.3 升降壓能力

如果令開關S1按固定占空比工作，開關S2和S3的驅動信號仍如圖2所示，則單級隔離型Sepic逆變器中2電壓波形v2為正、負對稱的交流方波。

該方波的幅值V與輸入直流電壓i的關系為

式中，為變壓器一次、二次繞組匝比。

假設2和3有合適的截止頻率，能夠濾除v2中的所有諧波分量且不影響基波成分，則逆變器輸出電壓o的幅值o就是v2的基波幅值?？紤]到正、負對稱的交流方波幅值與其基波幅值的關系，結合式（1）可得固定占空比條件下，單級隔離型Sepic逆變器輸出電壓幅值o與輸入直流電壓i的關 系為

當開關S1的占空比按圖2所示信號給出時，式（2）仍然成立，但不能用瞬時占空比進行計算，而應該用有效占空比進行計算。由文獻[15]可得

式中，為幅度調制比，0≤≤1。

用式（3）中的代替式（2）中的，可得單級隔離型Sepic逆變器輸出電壓幅值o與輸入直流電壓i的關系為

當=1時，令式（4）等于1，可得=0.8。當＞0.8時，有o＜i，此時逆變器降壓工作；當＜0.8時，有o＞i，此時逆變器升壓工作。

在工程實際中，可優化選擇匝比和調制比，找到最合適的配合方案，以達到系統要求。

1.4 技術分析

單級隔離型Sepic逆變器由直流Sepic變換器通過組合變換得到，具有以下特點：

（1）該逆變器僅用一個高頻變壓器和三個有源開關即實現了單級逆變，結構簡單，原理清晰。

（2）Sepic變換器本身的升降壓特性，再配合高頻變壓器的電壓比，使得該逆變器可以應用于直流輸入電壓寬范圍變化的應用場合。

（3）該逆變器只需單電源輸入，且輸入電流連續，因此電源利用率高，適用于功率較大的場合。

（4）該逆變器為電流源型逆變器，變壓器二次側開關器件的單向性防止了電流的倒灌，在多逆變器并聯運行時沒有環流，有利于大容量擴展應用。

2 單級隔離型Sepic逆變器的閉環控制

利用狀態空間平均法，可以推出單級隔離型Sepic逆變器的小信號數學模型[16,17]。該模型在復平面的右半平面上有零點，屬于非最小相系統，常規的線性調節器設計方法很難兼顧穩定性、快速性和抗擾性。為此本文采用非線性控制策略——單周期控制。單周期控制是由S. M. Keyue提出的一種非線性PWM控制技術，在一個開關周期內，就可以有效抑制擾動，保證受控量的平均值等于或正比于給定值[18]，其基本原理如圖5所示。

圖5 單周期控制原理

單周期控制中受控量的平均值應等于或正比于給定值。而對于閉環控制而言，一般要滿足跟蹤性要求，即系統輸出跟隨給定值。由此可知，系統輸出應該也與受控量的平均值相等或成正比。對于如圖6所示的直流Sepic變換器而言，滿足

式中，VD為二極管VD兩端電壓。因此對于Sepic變換器來說，采用單周期控制時應取二極管兩端電壓作為受控量。

圖6 直流Sepic變換器

考慮到S2和S3的互補工作方式，采用兩個單周期控制器分別對輸出電壓的正、負半周進行控制。ref1和ref2分別為兩個單周期控制單元的給定信號，S2和S3分別為S2和S3的驅動脈沖信號，上述四個給定信號波形如圖7所示。

圖7 給定信號波形

單級隔離型Sepic逆變器的單周期控制框圖如圖8所示。圖8中所示單周期控制器的原理結構如圖5所示。在輸出電壓的正半周期，取二極管VD1兩端電壓VD1作為受控量，參考量為ref1，經單周期控制器1生成控制信號。在輸出電壓的負半周期，取二極管VD2兩端電壓VD2作為受控量，參考量為ref2，經單周期控制器2生成控制信號。兩個單周期控制器的輸出信號與S2和S3經邏輯組合得到開關S1的驅動波形。

圖8 單級隔離型Sepic逆變器的單周期控制框圖

在電路啟動時，控制量輸出的初始驅動為高電平，主電路工作伊始開關管S1便導通，無法給中間電容1充電，變壓器一次電壓不能建立，為此需要給1預充電?？紤]到Sepic變換器中間儲能電容的電壓穩態值就是電源電壓，因此通過合理安排系統上電時序就可解決該問題。首先給主電路上電，使輸入端電源通過1、1、2回路為中間電容充電，此時所有開關管處于關斷狀態，因此電流不會經過變壓器流向輸出端。直到1充電完成之后，再為控制電路上電，系統即可正常工作。

另外，也可將兩個單周期控制器整合在一起，用一個單周期控制器實現以上控制，限于篇幅，本文不多贅述。

3 單級隔離型Sepic逆變器的磁集成

本文提出的單級隔離型Sepic逆變器含有三個電感和一個變壓器，磁性器件數目較多，通過磁集成設計可以達到減小體積、提高效率和功率密度的目的。在磁集成設計中，有耦合集成和解耦集成兩種方式[19,20]。具體到本文提出的單級隔離型Sepic逆變器，可先將變壓器一次側兩電感1和2進行耦合集成作為耦合電感，再將耦合電感與變壓器進行解耦集成，具體結構如圖9所示。

圖9 單級隔離型Sepic逆變器的磁集成結構

本文所用的磁心為EE形，變壓器的一次、二次繞組全部繞制在磁心的中柱上。電感1由兩個匝數相同的繞組和串聯構成，電感2由兩個匝數相同的繞組和串聯構成。和均繞在左邊柱上，和均繞在右邊柱上。左邊柱上兩電感的各半個繞組相互耦合，右邊柱上兩電感的各半個繞組也相互耦合，每個電感的左右繞組串聯后，依然能夠滿足1和2耦合連接；同時每個電感的兩個繞組在中柱產生的磁通大小相等、方向相反，即磁通相互抵消，實現了耦合電感與變壓器的解耦集成。根據文獻[21]可知，當耦合電感的匝比和耦合系數滿足=時，可消除1的電流紋波；=1/時，可消除2的電流紋波。本文取=1/。

磁集成后單級隔離型Sepic逆變器的拓撲結構如圖10所示。手工制作的集成磁件如圖11所示。

圖10 磁集成單級隔離型Sepic逆變器

圖11 手工制作的集成磁件

4 仿真和實驗

在理論分析的基礎上，進行了仿真和實驗驗證。仿真和實驗參數見表1。

表1 仿真和實驗參數

4.1 仿真

圖12為輸入直流電壓在0.045s由400V突變為150V時的輸出電壓波形，可見在單周期控制下，單級隔離型Sepic逆變器具有良好的抵抗直流電壓擾動的能力。

圖12 輸入電壓突變時，輸出電壓仿真波形

圖13為負載在0.045s由滿載切換為半載時的仿真波形，由圖可見在單周期控制下單級隔離型Sepic逆變器對負載擾動也有較好的抵抗能力。

圖13 負載切換時，輸出電壓仿真波形

4.2 實驗

為了驗證有關升降壓性能的分析，首先進行了開環實驗。圖14為輸入電壓為100V、調制比=0.8時的實驗結果，此時輸出電壓幅值為98V，與理論分析一致。

圖14 開環輸出電壓波形

表2列出了輸入電壓為100V、調制比在0.5～0.9區間變化時，輸出電壓的計算值、實際值及誤差率，驗證了式（4）的準確性。

表2 輸出電壓的計算值與實際值

圖15為輸入直流電壓突變（在80ms時由400V突變為150V）時的實驗波形，可見突變發生后不到2ms，輸出電壓恢復穩定，驗證了理論分析和仿真結果的正確性。

圖15 輸入電壓突變時，輸出電壓實驗波形

對輸出電壓進行諧波分析，得到其頻譜如圖16所示，其諧波總畸變率THD=3.27%，諧波品質優良。

圖16 輸出電壓頻譜

圖17為負載切換時的輸出波形，由于切換時刻接近過零點，因此動態性能優于圖13的仿真結果。圖18a、圖18b分別為采用分立磁件、集成磁件時電感2的實驗電流?？梢?，磁集成后電感2的電流紋波得到了明顯的抑制。

圖17 負載切換時，輸出電壓、電流實驗波形

（a）分立磁件

（b）集成磁件

5 結論

本文提出了一種單級隔離型Sepic逆變器。該逆變器由隔離型Sepic變換器拓展而來，只采用三個有源開關和一個高頻變壓器，就實現了具有升降壓功能的隔離型逆變換。本文對該逆變器中的磁性元件進行了磁集成。該逆變器具有結構簡單、實現容易、適用于寬輸入電壓范圍等優點，在光伏及其他可再生能源發電技術中有良好的應用前景。

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A Single-Stage Isolated Sepic Inverter

（Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province Yanshan University Qinhuangdao 066004 China）

A novel single-stage isolated Sepic inverter is proposed. The proposed inverter only needs three power devices and a high frequency transformer. Its structure is simple and easy to implement. As derived from Sepic DC converter, the proposed inverter is of the ability to buck/boost input voltage and is much suitable for renewable resource generation system with DC link voltage of wide range fluctuation. The circuit structure and operation principle are introduced. One cycle control is applied to realize the closed-loop control. The magnetic integration design scheme of the proposed inverter is presented. Simulation and experiments are performed. The results indicate that the proposed inverter is of excellent dynamic and stable performance.

Single-stage isolated Sepic inverter, renewable resource generation system, wide range fluctuation of DC voltage, single cycle control, magnetic integration

TM464

王立喬 男，1974年生，博士，教授，研究方向為高頻功率變換、大功率變流及其調制、可再生能源發電及微電網控制。

E-mail: brent@ysu.edu.cn（通信作者）

祝百年 男，1986年生，碩士，研究方向為逆變電源。

E-mail: zbn228@yahoo.com.cn

2014-08-27 改稿日期 2015-08-28

國家自然科學基金（50837003）和河北省自然科學基金（E2012203085）資助項目。