地鐵牽引逆變器PWM調制研究與實現

蔣 威， 王永翔， 趙雷廷， 阮 錚

(中國鐵道科學研究院 機車車輛研究所， 北京 100081)

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地鐵牽引逆變器PWM調制研究與實現

蔣 威， 王永翔， 趙雷廷， 阮 錚

(中國鐵道科學研究院 機車車輛研究所， 北京 100081)

在研究分析用于牽引傳動領域的脈寬調制技術的基礎上，針對自主研發地鐵牽引逆變器設計了分段調制策略。為使電機控制的采樣周期與脈沖產生周期同步且保持恒定，基于設計的調制策略提出了一種具體實現方式，并給出了不同調制模式之間的平滑切換方法和網壓波動時切換點的修正方法。試驗結果驗證了設計調制策略及實現方式的正確性。

地鐵； 逆變器； 脈寬調制； DSP； 網壓波動

地鐵牽引傳動系統中較多采用網側直流供電，直-交傳動的電機驅動方式。牽引逆變器是牽引傳動系統中實施能量變換的關鍵設備，其控制方式通?；诿}沖寬度調制(PWM)技術。

牽引逆變器的應用一方面需要較寬的頻率輸出范圍，但受到中大功率開關器件頻率較低的限制，如全頻率范圍內只采用一種調制方式，在頻率較低或較高區段很難同時滿足開關頻率和諧波含量的要求。另一方面為滿足電機牽引特性的發揮，一般使逆變器輸出電壓按照VVVF方式起動，在額定頻率點以上轉為方波，如只采用一種調制方式也很難實現平穩過渡。因此牽引逆變器應采用分段調制的方法[1]。

PWM脈沖的生成具有多種數字化實現方法。從電機控制方面考慮，保持全頻率范圍內采樣周期恒定有利于控制算法的離散化實現，并能嚴格保證控制程序的執行時間和實時性，因此PWM的實現也應結合電機控制的采樣周期綜合考慮。

本文主要針對自主研發的DC 750 V制式地鐵牽引逆變器，研究分析了用于牽引傳動領域的PWM調制技術，設計了分段調制策略，提出一種全頻率范圍內可以保證電機控制采樣周期恒定的分段PWM調制實現方式，給出了不同調制模式之間的平滑切換方法和網壓波動時的調制模式切換點修正方法。最后通過機組試驗驗證了正確性。

1 牽引逆變器調制策略設計

1.1 逆變器調制技術對比[2]

牽引逆變器在低頻區一般采用異步調制方式，主要實現技術包括SVPWM或SPWM，二者同為基于載波的PWM調制技術。SVPWM相比于SPWM，將逆變器三相控制脈沖統一考慮，具有電壓利用率高、諧波指標優、易于硬件實現等優點，當前被廣泛采用。

在中高頻區，逆變器應采用同步調制方式，輸出電壓波形應滿足半波對稱、四分之一對稱等特征以抑制低頻諧波，減小電機低次諧波轉矩。同步調制技術可以采用載波比恒定的同步SVPWM或SPWM，也可以采用基于特定開關角度的優化PWM。后者相比前者在諧波抑制上具有更明確的指標，同時可避免在過調制區內采取額外的處理，直接完成到方波的過渡。常用的諧波優化策略有兩種：特定諧波消除法(SHEPWM)和總諧波電流最小法(CHMPWM)。SHEPWM可利用N個開關角度消除N-1個低次諧波。CHMPWM則是以總諧波電流THD為優化指標求解出開關角度使總諧波含量最小，但是要達到全局諧波最優必須進行多次區段劃分和波形調整[3]?？紤]到地鐵牽引傳動的特點，首先電機基頻以下范圍普遍小于動車組電機，逆變器開關頻率也相對較高，同步調制區域可設置的比較窄，采用CHMPWM方式可能會導致調制模式切換過于繁瑣；其次由于牽引電機在高次諧波下阻抗較大，低次諧波對電機性能的影響要遠大于高次諧波，因此采用SHEPWM在諧波抑制方面完全可以滿足需求，也較為容易實現。

綜上所述，文中的調制策略主要采用SVPWM和SHEPWM。

1.2 分段調制策略設計

設計地鐵牽引逆變器分段同步調制策略時，應著重考慮以下幾點：

(1) 逆變器開關頻率的充分利用；

(2)避免調制模式切換過于繁瑣；

(3) 在切換點前后載波比應比較接近；

(4) 調制度為1時電壓應過渡到方波以達到最大電壓利用。

在異步SVPWM調制模式下一般有載波頻率等于開關頻率。通過對SVPWM諧波的相關分析[4],在線性調制區域，提高載波頻率和增大調制度可以有效減小低次諧波。牽引逆變器在VVVF控制方式下，調制度隨著頻率增加而增大，開關頻率足夠高時低次諧波會隨之減小，因此SVPWM模式下應盡可能提高逆變器開關頻率。

在SHEPWM模式下，產生的主要諧波次數為6n±1次諧波，其中6n+1次諧波為正序諧波，6n-1次諧波為負序諧波，兩者產生的振動諧波轉矩會相互抵消[1]。當SHEPWM特定開關角個數為偶數時，由于無法同時消除某個n值對應的6n±1次諧波，反而會造成低次諧波轉矩的增大，因此不建議采用特定開關角個數為偶數的SHEPWM模式。文中主要采用了11分頻，7分頻和3分頻的SHEPWM調制模式，其中11分頻SHEPWM消除了5、7、11、13次諧波，7分頻SHEPWM消除了5、7次諧波。

圖1 設計分段PWM調制策略

2 調制策略的實現

2.1 軟硬件簡介

牽引逆變器的控制采用自主研發的牽引控制器實現。電機控制軟件主要基于控制板卡上的TMS 320F 28335浮點型DSP芯片實現，主要功能是電機閉環控制及PWM脈沖的產生。

PWM調制作為產生逆變器控制脈沖的重要部分，可獨立于電機控制算法實現。電機控制運算得到指令電壓矢量的調制度和相位，再通過PWM調制算法產生逆變器驅動脈沖?？刂评碚撘跀底痔幚砥髦袑崿F，必然要經過離散化過程，而采樣周期的選擇會影響到算法的離散化實現和實時控制性能。因此，實現PWM調制時應充分考慮采樣周期對電機控制的影響，使PWM脈沖產生周期與控制采樣周期保持同步。

2.2 SVPWM的實現

SVPWM的原理是基于伏秒平衡原理，根據指令電壓矢量的幅值和相位，計算出表征逆變器開關狀態的基本電壓矢量的作用時間，對指令電壓矢量進行擬合[5]。當參考矢量U位于圖2中所示扇區，x、y為基本矢量，zx、zy為各自對應零矢量，TpSV為PWM生成周期，則各矢量作用時間為：

圖2 參考電壓矢量擬合

(1)

SVPWM的DSP實現通常采用zx—x—y—zy—y—x—zx7段式開關狀態序列。每個SVPWM生成周期內，每相開關電平翻轉2次，通過設置DSP芯片3個ePWM模塊，并根據基本矢量的作用時間計算得到需要裝載的比較值，即可同時產生逆變器三相驅動脈沖。在異步SVPWM模式下，脈沖產生周期即為載波周期。DSP程序中一般在每個SVPWM周期的開始觸發中斷更新ePWM模塊的比較值，如果電機控制算法只在該中斷時運算，至少會存在1個SVPWM周期以上的延時，而SVPWM的產生周期相對較長，因此很大程度影響了電機的控制性能。為了減小PWM延時，應在一個SVPWM周期內進行多次采樣控制，最近一次得到的指令電壓用于計算ePWM模塊的比較值裝載，如圖3所示。該方法可以有效減小系統延時和提高電機的控制精度，采樣周期恒定，PWM周期為采樣周期的整數倍。

圖3 SVPWM脈沖生成周期

2.3 SHEPWM的實現

典型SHEPWM電壓波形如圖4所示，由于諧波成分中不含直流分量、余弦分量和正弦偶次分量，故輸出電壓主要諧波為6n±1次，電壓波形的傅立葉函數可表示為：

圖4 SHEPWM 電壓波形

(2)

當區間[0，90°]內開關角個數為N時，可建立N元方程組如下

(3)

方程組中第1個方程用于滿足基波電壓的要求，其余N-1個方程用于消除n-1個低次諧波電壓。求解一系列方程組即可得到開關角隨調制度的變化規律。圖5為設計調制策略中用到的11分頻、7分頻及3分頻的開關角變化曲線。對于3分頻SHEPWM波形當調制度等于1時開關角為0，這種情況下電壓波形即為方波，因此方波可作為特殊3分頻SHEPWM實現。根據區間[0，90°]內的開關角度，可以求出一個基波周期內所有的開關角度。

圖5 SHEPWM開關角變化曲線

SHEPWM模式下，DSP芯片的3個ePWM模塊分別獨立用于控制各相電壓，并設定PWM脈沖的產生周期與電機控制采樣周期一致。將圖5中的開關角曲線存儲到芯片中，在程序運行時根據調制度進行實時查表調用。從SHEPWM原理可知，SHEPWM基于相電壓進行調制，因此A相指令電壓的相位應為指令電壓矢量的相位值加上90°，B相、C相電壓的相位可由A相相位推算出。每個采樣周期根據指令相電壓的相位變化和查表得到的開關角度，即可判斷出當前周期脈沖是否需要電平變換。每相脈沖在一個PWM產生周期內可能的電平變換情況有3種：2次電平翻轉、1次電平翻轉和無電平翻轉。將ePWM模塊設置為連續增工作模式，則通過設置每個脈沖產生周期的初始電平和兩個比較值CMPA、CMPB即可實現上述3種情況。

以圖6所示為例，設PWM產生周期對應的計數值為Nprd，第n個采樣周期上次相電壓指令的相位為θ(n-1)，當前的相電壓指令相位為θ(n)，在θ(n-1)到θ(n)之間無開關角，不需要進行電平翻轉，則CMPA和CMPB的裝載值均應設置為Nprd+1；在第n+1個采樣周期相電壓指令相位為θ(n-1)，在θ(n)到θ(n+1)之間存在1個開關角αk，需要進行1次電平翻轉，則相應的CMPA和CMPB裝載值應為

(4)

圖6 SHEPWM脈沖生成周期

PWM產生周期內存在2個開關角時實現原理類似。該實現方法使SHEPWM模式下PWM脈沖產生周期和電機控制的采樣周期相同，因此控制延時相對較小。另一方面SHEPWM模式下的采樣周期與SVPWM模式下也相同，即實現了電機控制的采樣周期在全頻率范圍內保持不變。

3 調制模式切換與切換點修正

3.1 調制模式切換

不同調制模式切換時，必須避免電機電流畸變和轉矩沖擊。調制模式切換時引起沖擊的主要原因是電流基波及諧波相位的不連續，其中基波相位不連續造成的影響最大，各次諧波的影響隨諧波次數增大而降低[6]。對于基波電流可以通過控制逆變器基波電壓使其相位保持連續，而諧波電流主要取決于調制模式，無法直接控制。因此切換時首要原則是保證切換前后基波電壓相位連續。對于地鐵牽引變流器，由于非方波調制區范圍相對較窄且電機加速度較大，因此需及時完成調制模式切換。此外，SHEPWM模式下只有3分頻時調制度可以達到1，調制度過高時也必須及時進行模式切換以滿足基波電壓幅值的要求。

異步SVPWM與11分頻SHEPWM之間互相切換時，SVPWM模式下脈沖數較多且兩種模式載波比相近，只要到達切換點時即可直接切換。

在SHEPWM模式下，基波電壓峰值處各次諧波電流均過零?？紤]到三相電壓的對稱性，11分頻、7分頻及3分頻SHEPWM模式之間應在A相電壓相位為30°、90°、150°、210°、270°或330°的時刻進行三相調制模式同時切換。3分頻SHEPWM向方波切換時，無需考慮切換條件，當調制度增大到1時即實現無縫過渡。

3.2 切換點修正

地鐵車輛在實際線路運行時，逆變器直流側網壓不可避免會出現一定程度的上下波動。當直流網壓等于設計值，如圖1所示，在電機額定頻率點，方波基波線電壓應等于電機的額定電壓。如果直流側網壓低于設計值，仍按原頻率點進行調制模式切換，則可能在調制度很高的情況下切換過遲達不到電壓指令的要求；如果直流側網壓高于設計值，仍按原頻率點進行切換，則由于切換過早導致在低次諧波抑制方面沒有達到最優。因此線路運行工況需要對各個切換點根據直流網壓實際值進行動態修正。

假定電機的額定電壓為UN，則直流側網壓設計值應為

如果某個切換點的頻率為fswk，而該切換點頻率應修正為

(5)

4 試驗結果

為了檢驗上述調制策略和實現方式，在自主研發的DC 750 V制式地鐵牽引傳動機組上進行了相關試驗。機組牽引電機額定功率為190 kW，額定電壓為585 V，額定頻率為67 Hz。試驗時控制采用VVVF方式，為模擬直流側電壓偏低時工況，直流側電壓約為設計值的90%。

圖7 異步SVPWM切換到11分頻波形

圖8 11分頻切換到7分頻波形

圖9 7分頻切換到3分頻波形

圖10 3分頻切換到方波波形

圖7～圖10中給出了隨著電機頻率增大，不同調制模式之間切換時的電機線電壓、電流波形。可以看到，整個過程電機運行穩定，調制模式切換時刻電壓電流無明顯畸變。同時，直流側網壓低于設計值時通過對切換點的修正，保證了在調制度達到1的情況下可靠過渡到方波。

5 結 論

在對牽引逆變器調制技術分析對比的基礎上，針對自主研發的DC 750 V制式牽引逆變器進行了分段調制策略的設計，并從電機控制的角度出發提出了相應的實現方式。通過試驗結果可以看到，設計的調制策略完全可以滿足牽引系統VVVF控制的要求；對切換點的修正保證了直流側網壓波動時調制模式可靠過渡到方波；調制模式之間切換平滑；提出的實現方式能夠控制逆變器按指令正確輸出電壓。

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Research and Implementation of Metro Traction Converter PWM Method

JIANGWei,WANGYongxiang,ZHAOLeiting,RUANZheng

(Locomotive & Car Research Institute，China Academy of Railway Sciences, Beijing 100081, China)

Based on the research and analysis of pulse width modulation technology used in traction area, the subsection modulation strategy is designed for the independent and developed metro traction inverter. In order to keep the sample period for the motor control pace with the pulse generation period, and being a constant value, a realization mode is proposed.The smooth transition method when modulation modes switching and switching point correction method when net voltage fluctuating are also introduced. The designed modulation strategy and the realization mode are verified by the experiment results.

metro; inverter; PWM; DSP; net voltage fluctuation

男，助理研究員(

2016-03-24)

1008-7842 (2016) 05-0121-05

U239.5

A

10.3969/j.issn.1008-7842.2016.05.28