LTE-R應(yīng)用于鐵路通信多徑衰落信道下的時(shí)頻同步研究

孫永東，陳永剛

(蘭州交通大學(xué)自動(dòng)化與電氣工程學(xué)院，蘭州 730070)

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LTE-R應(yīng)用于鐵路通信多徑衰落信道下的時(shí)頻同步研究

孫永東，陳永剛

(蘭州交通大學(xué)自動(dòng)化與電氣工程學(xué)院，蘭州 730070)

LTE-R(Long Term Evolution-Railway，長(zhǎng)期演進(jìn))作為下一代鐵路無(wú)移動(dòng)通信系統(tǒng)，采用OFDM(正交頻分復(fù)用)的調(diào)制方式來(lái)提高頻譜利用率。鐵路無(wú)線通信系統(tǒng)易受到多徑衰落和突發(fā)干擾的影響，嚴(yán)重影響鐵路的行車安全和運(yùn)輸效率。因此研究符號(hào)定時(shí)同步和載波頻率同步對(duì)鐵路無(wú)線通信系統(tǒng)具有很重要的意義。采用重復(fù)共軛結(jié)構(gòu)訓(xùn)練符號(hào)的自適應(yīng)符號(hào)同步算法，首先確定訓(xùn)練符號(hào)的符號(hào)定時(shí)同步、載波頻率同步以及信道參數(shù)，再經(jīng)過(guò)迭代遞推把符號(hào)定時(shí)同步起始位置調(diào)到FFT窗口的理想位置和對(duì)載波頻偏進(jìn)行補(bǔ)償。仿真結(jié)果表明，該方法在多徑衰落信道下有很好的符號(hào)定時(shí)同步估計(jì)和對(duì)載波頻偏的補(bǔ)償，信噪比越高符號(hào)定時(shí)同步估計(jì)精度也越高。

LTE-R∶OFDM：鐵路無(wú)線通信：時(shí)頻同步

GSM-R屬于窄帶通信系統(tǒng)，頻譜利用率較低，只能承載話音業(yè)務(wù)和少量數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)，數(shù)據(jù)傳輸速率較低[1]。2010年國(guó)際鐵路聯(lián)盟明確確定，鐵路移動(dòng)通信采用鐵路寬帶移動(dòng)通信系統(tǒng)(LTE-R)[2]。LTE-R作為下一代鐵路移動(dòng)通信系統(tǒng)，使得下行數(shù)據(jù)傳輸速率能夠達(dá)到100 Mbit/s、提供高可靠性的數(shù)據(jù)傳輸、具有抗多徑衰落的優(yōu)點(diǎn)，尤其適應(yīng)于高速環(huán)境下的移動(dòng)通信。鐵路移動(dòng)無(wú)線通信系統(tǒng)容易受到多徑衰落和突發(fā)干擾的影響，有可能導(dǎo)致列車緊急制動(dòng)、降級(jí)運(yùn)行，嚴(yán)重影響了鐵路的運(yùn)輸效率。因此對(duì)鐵路移動(dòng)無(wú)線通信系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，研究OFDM(正交頻分復(fù)用)的時(shí)頻同步，是把LTE-R系統(tǒng)應(yīng)用于鐵路移動(dòng)無(wú)線通信系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)，具有很重要的現(xiàn)實(shí)意義。在鐵路移動(dòng)無(wú)線通信中，LTE-R系統(tǒng)受到很多因素的影響，如電磁干擾、移動(dòng)物體的干擾、基站之間的干擾、地理位置的影響。同時(shí)，LTE-R系統(tǒng)還受到OFDM調(diào)制技術(shù)本身缺陷的限制即對(duì)信道時(shí)延、載波頻偏都很敏感和PAPR(峰值平均功率比)高。

1 OFDM系統(tǒng)同步估計(jì)

OFDM符號(hào)時(shí)頻同步的估計(jì)算法有2種類型：第一種利用OFDM符號(hào)中的本身結(jié)構(gòu)特點(diǎn)進(jìn)行同步，主要包括基于CP(循環(huán)前綴)和盲估計(jì)算法[3]。在多徑衰落信道下CP中的數(shù)據(jù)受到多徑信道時(shí)間延遲的影響，導(dǎo)致CP中前端數(shù)據(jù)受到不同程度的惡化，甚至有可能造成ISI(符號(hào)間的干擾)和ICI(子載波之間的干擾)[4]。基于CP的符號(hào)同步估計(jì)算法，符號(hào)定時(shí)同步起始位置有很大的擺動(dòng)，并且在信噪比較低時(shí)算法的估計(jì)性能嚴(yán)重下降，極有可能導(dǎo)致鐵路移動(dòng)無(wú)線通信的中斷[5]。因此利用CP的符號(hào)同步估計(jì)算法只有在AWGN信道下有很好的性能，然而在實(shí)際的列車移動(dòng)無(wú)線通信中沒(méi)有應(yīng)用性。第二種利用導(dǎo)頻或者訓(xùn)練符號(hào)的符號(hào)同步估計(jì)算法。基于訓(xùn)練符號(hào)或?qū)ьl的符號(hào)同步估計(jì)算法，使得相關(guān)峰很尖銳從而估計(jì)出的符號(hào)起始位置具有精度高、捕獲速度快的特點(diǎn)[6]。利用CP的符號(hào)同步估計(jì)算法原理：因?yàn)镃P部分是OFDM符號(hào)后端數(shù)據(jù)部分的復(fù)制，那么可以利用CP和OFDM符號(hào)后端數(shù)據(jù)部分的相關(guān)性求極大似然值來(lái)得到符號(hào)定時(shí)同步位置[7-9]。因此對(duì)符號(hào)定時(shí)同步和載波頻率同步來(lái)說(shuō)，利用訓(xùn)練符號(hào)或?qū)ьl的算法比利用CP的算法更具有優(yōu)勢(shì)。為了提高在多徑衰落信道下，符號(hào)定時(shí)同步的精確性和降低符號(hào)定時(shí)起始位置的擺動(dòng)性提出了利用CP和導(dǎo)頻的聯(lián)合符號(hào)同步估計(jì)算法。雖然利用CP和導(dǎo)頻求符號(hào)定時(shí)同步的算法克服了只適應(yīng)AWGN信道的缺點(diǎn)，但是在多徑衰落信道下估計(jì)精度仍然不高[10-12]。

在鐵路移動(dòng)無(wú)線通信中，通信信道主要是以一條大功率的直射路徑為主要路徑的多徑衰落信道。因?yàn)槔肅P的符號(hào)定時(shí)同步算法很容易受到多徑衰落信道的影響，所以在鐵路移動(dòng)通信的符號(hào)同步算法中選擇利用導(dǎo)頻或訓(xùn)練符號(hào)的符號(hào)定時(shí)同步算法更具有優(yōu)勢(shì)。SCA算法利用訓(xùn)練符號(hào)進(jìn)行符號(hào)定時(shí)同步估計(jì)就是為了提高在多徑衰落信道下的估計(jì)性能。SCA算法雖然一定程度上穩(wěn)定符號(hào)起始位置的擺動(dòng)，但是在FFT窗口位置前有一段平坦區(qū)。該平坦區(qū)的存在給符號(hào)定時(shí)同步估計(jì)帶來(lái)誤差[13-15]。為了避免OFDM信號(hào)受到多徑衰落信道的影響從而正確的解調(diào)出OFDM接受信號(hào)，F(xiàn)FT窗口的位置必須滿足下式

(1)

式中，G為循環(huán)前綴中的樣點(diǎn)數(shù)；Ts為時(shí)間采樣周期；τM為信道最大時(shí)延。η為在多徑衰落信道下無(wú)相對(duì)時(shí)延時(shí)FFT窗口的取值范圍。

2 OFDM時(shí)頻同步模型(圖1)

圖1 OFDM時(shí)頻同步控制模型

在OFDM的發(fā)射端用于列車通信的數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)一系列變換和處理后，最終得到OFDM符號(hào)的時(shí)域采樣信號(hào)為

(2)

式中，Xk是調(diào)制到第k個(gè)子載波上用于列車通信的復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)；N是總的子載波數(shù)。加入CP的OFDM符號(hào)數(shù)據(jù)為

(3)

式中，l為循環(huán)前綴的長(zhǎng)度；n為OFDM符號(hào)的采樣點(diǎn)數(shù)。在多徑衰落信道下的信道脈沖響應(yīng)近似表示為

(4)

式中，hi為第i路的信號(hào)幅度衰減因子；τi為第i路的信號(hào)時(shí)延。假設(shè)OFDM系統(tǒng)接發(fā)兩端采樣時(shí)鐘是同步的，那么在多徑衰落信道下OFDM系統(tǒng)接收端的采樣信號(hào)表示為

(5)

圖2 訓(xùn)練符號(hào)結(jié)構(gòu)

3 符號(hào)定時(shí)同步算法分析

OFDM系統(tǒng)采用并行傳輸?shù)姆绞绞姑總€(gè)子信道平坦衰落。為了保證鐵路的行車安全和運(yùn)輸效率需要大量的通信數(shù)據(jù)，所以列車通信的子載波總數(shù)N很大。這兩方面都會(huì)導(dǎo)致列車通信子信道平坦衰落，那么認(rèn)為在列車通信一個(gè)子幀內(nèi)的每個(gè)OFDM符號(hào)信道響應(yīng)基本一致，則有

(6)

令φ=wt+φ0。在OFDM符號(hào)α通過(guò)無(wú)線信道。假設(shè)OFDM符號(hào)只受符號(hào)定時(shí)偏移和載波頻率偏移，在接收端經(jīng)過(guò)FFT變換后OFDM信號(hào)變?yōu)?/p>

(7)

令ε=2πnε0/N。利用訓(xùn)練符號(hào)進(jìn)行OFDM符號(hào)定時(shí)同步和載波頻偏同步算法的基本過(guò)程是：首先發(fā)送訓(xùn)練符號(hào)，接收端利用訓(xùn)練符號(hào)的一些已知結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，估計(jì)出訓(xùn)練符號(hào)的符號(hào)定時(shí)同步和載波頻偏同步以及獲得這一子幀內(nèi)的信道信息，再發(fā)送OFDM通信數(shù)據(jù)。利用前面訓(xùn)練符號(hào)的符號(hào)定時(shí)同步和載波頻偏同步經(jīng)過(guò)迭代遞推的方法，最終求出OFDM通信數(shù)據(jù)符號(hào)定時(shí)同步和載波頻偏同步。第一個(gè)訓(xùn)練符號(hào)經(jīng)過(guò)FFT變換后利用式(7)可以得出

(8)

(9)

由式(8)和式(9)可以得到

(10)

OFDM符號(hào)定時(shí)同步的理想狀況下，F(xiàn)FT變換的窗口位置應(yīng)該是第一個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的第一個(gè)數(shù)，這時(shí)d1=0即在第一位置處，第一訓(xùn)練符號(hào)前后兩部分相關(guān)性的相關(guān)值最大。通過(guò)式(10)來(lái)求第一個(gè)訓(xùn)練符號(hào)中自我相關(guān)性的最大值。假設(shè)在第一訓(xùn)練符號(hào)的m處，取得相關(guān)性的最大值。通過(guò)向前移動(dòng)取得相關(guān)性最大值時(shí)的序列號(hào)m，m∈[0，N/2-1]來(lái)求出第一訓(xùn)練符號(hào)的符號(hào)定時(shí)符合粗同步，然后再通過(guò)符號(hào)定時(shí)細(xì)同步的補(bǔ)償尺度α(0≤α≤1)來(lái)對(duì)第一個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的符號(hào)定時(shí)細(xì)同步進(jìn)行補(bǔ)償。這樣就可以很精確地估計(jì)出第一個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的符號(hào)定時(shí)同步起始位置。

當(dāng)0dm時(shí)，此時(shí)說(shuō)明符號(hào)定時(shí)起始位置偏向理想FFT窗口的后方，符號(hào)定時(shí)起始位置應(yīng)該向前進(jìn)行補(bǔ)償α。對(duì)α取值越小精度越高，但是迭代遞推的次數(shù)增多會(huì)導(dǎo)致建立通信的時(shí)間很長(zhǎng)。其實(shí)通過(guò)幾次的迭代遞推就可以很精確地估計(jì)出第一訓(xùn)練符號(hào)的定時(shí)同步起始位置。在列車速度較低，信道為第一主徑直射功率很強(qiáng)的移動(dòng)通信環(huán)境下，在通信數(shù)據(jù)的一個(gè)無(wú)線子幀內(nèi)，每個(gè)OFDM符號(hào)定時(shí)同步起始位置的擺動(dòng)其實(shí)不大。每個(gè)OFDM符號(hào)定時(shí)同步起始位置很接近。通過(guò)符號(hào)間的調(diào)整Δ和調(diào)整尺度β就可以很精確地估計(jì)出后面OFDM符號(hào)的符號(hào)定時(shí)同步的起始位置。當(dāng)然為了確定后面OFDM符號(hào)的定時(shí)同步起始位置，首先通過(guò)第一個(gè)訓(xùn)練符號(hào)與第二個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的相關(guān)性，求出第二個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的符號(hào)定時(shí)粗步即求Δ。由式(7)得出

(11)

由式(8)與式(11)來(lái)求出前后兩訓(xùn)練符號(hào)的相關(guān)性

(12)

令d2-d1=Δ。

通過(guò)式(12)就可以得到第二個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的符號(hào)定時(shí)粗同步。由于第一個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的符號(hào)定時(shí)同步起始位置很精確，同時(shí)在通信數(shù)據(jù)的一個(gè)無(wú)線子幀內(nèi)信道基本不變，那么第二個(gè)訓(xùn)練符號(hào)粗同步的精度也很高。再利用調(diào)整尺度β對(duì)第二個(gè)訓(xùn)練符號(hào)進(jìn)行符號(hào)定時(shí)細(xì)同步，就可以很精確地確定第二個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的符號(hào)定時(shí)同步起始位置。根據(jù)OFDM符號(hào)通信數(shù)據(jù)在時(shí)域的符號(hào)定時(shí)偏差會(huì)導(dǎo)致在頻域相位旋轉(zhuǎn)的特性對(duì)第二訓(xùn)練符號(hào)進(jìn)行定時(shí)細(xì)同步進(jìn)行補(bǔ)償。

(13)

式中，β為調(diào)整尺度，它的取值決定著第二個(gè)訓(xùn)練符號(hào)細(xì)同步的精度。假設(shè)符號(hào)定時(shí)偏移為di，那么相位偏轉(zhuǎn)e-j2πkdi/N。當(dāng)di=d2為正，說(shuō)明第二個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的符號(hào)定時(shí)同步起始位置提前了正確的符號(hào)定時(shí)同步起始位置。這時(shí)候要對(duì)第二個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的符號(hào)定時(shí)同步起始位置進(jìn)行適當(dāng)?shù)南蚝笳{(diào)整。當(dāng)di=d2為負(fù)，說(shuō)明第二個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的符號(hào)定時(shí)同步起始位置落后了正確的符號(hào)定時(shí)同步起始位置。這時(shí)候要對(duì)第二個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的符號(hào)定時(shí)同步起始位置進(jìn)行適當(dāng)?shù)南蚯罢{(diào)整。當(dāng)di=d2為0，說(shuō)明第二個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的符號(hào)定時(shí)同步起始位置就是正確的符號(hào)位置，這時(shí)候?qū)Φ诙€(gè)訓(xùn)練符號(hào)不進(jìn)行調(diào)整。通過(guò)式(12)就可以求出在這一子幀內(nèi)信道參數(shù)和符號(hào)間的調(diào)整Δ。第一個(gè)OFDM通信數(shù)據(jù)的符號(hào)定時(shí)粗同步就可以通過(guò)第二個(gè)訓(xùn)練符號(hào)精確的符號(hào)定時(shí)同步起始位置利用式(13)求出。第一個(gè)OFDM通信數(shù)據(jù)的符號(hào)定時(shí)細(xì)同步利用Im(e-j2πkdi/N)的正負(fù)來(lái)進(jìn)行補(bǔ)償。當(dāng)Im(e-j2πkdi/N)為負(fù)時(shí)，利用調(diào)整尺度β把第一個(gè)OFDM通信數(shù)據(jù)的符號(hào)定時(shí)同步起始位置進(jìn)行向后調(diào)整。當(dāng)Im(e-j2πkdi/N)為正時(shí)，利用調(diào)整尺度β把第一個(gè)OFDM通信數(shù)據(jù)的符號(hào)定時(shí)同步起始位置進(jìn)行向前調(diào)整。通過(guò)調(diào)整尺度β不斷地調(diào)整第一個(gè)OFDM通信數(shù)據(jù)的符號(hào)定時(shí)同步起始位置使得Im(e-j2πkdi/N)為1時(shí)，這時(shí)就精確地確定出第一個(gè)OFDM通信數(shù)據(jù)的符號(hào)定時(shí)同步起始位置。在確定第一個(gè)OFDM通信數(shù)據(jù)的符號(hào)定時(shí)同步起始位置時(shí)，di=d3。對(duì)于后面的OFDM通信數(shù)據(jù)的符號(hào)定時(shí)同步起始位置的確定，就利用前面的迭代遞推求出精確的符號(hào)定時(shí)同步起始位置。采用重復(fù)共軛結(jié)構(gòu)訓(xùn)練符號(hào)確定OFDM通信數(shù)據(jù)的符號(hào)定時(shí)同步起始位置在鐵路的移動(dòng)無(wú)線通信中具有下列的優(yōu)點(diǎn)。

第一，可以避免突發(fā)干擾造成FFT窗口的擺動(dòng)問(wèn)題，通過(guò)前面OFDM通信數(shù)據(jù)的符號(hào)定時(shí)同步起始位置就可以粗略地確定下一個(gè)OFDM通信數(shù)據(jù)符號(hào)定時(shí)起始位置。

第二，只要確定出第二個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的符號(hào)定時(shí)同步起始位置就可以利用式(13)確定后面OFDM通信數(shù)據(jù)的符號(hào)定時(shí)粗同步。再利用調(diào)整尺度β對(duì)OFDM通信數(shù)據(jù)的符號(hào)定時(shí)細(xì)同步進(jìn)行迭代遞推補(bǔ)償。這在列車的突發(fā)情況下可以快速地建立通信鏈路。

4 載波頻率同步分析

經(jīng)過(guò)前面符號(hào)定時(shí)同步過(guò)程完成OFDM通信數(shù)據(jù)的符號(hào)定時(shí)同步起始位置之后，經(jīng)過(guò)FFT變換后OFDM接受信號(hào)由式(7)變?yōu)槭?14)

(14)

在第一個(gè)訓(xùn)練符號(hào)中用式(14)可以得出式(15)和式(16)

(15)

(16)

由式(15)與式(16)求第一個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的相關(guān)性得到

sin2(φ+2πnε1/N)=Im[Y1(0)·Y1(N-1)]A2X(0)X*(N2-1)(17)

同樣，利用式(14)在第二個(gè)訓(xùn)練符號(hào)可以得到

(18)

由式(15)與式(18)求第一個(gè)訓(xùn)練符號(hào)與第二個(gè)訓(xùn)練符號(hào)相關(guān)性得出

(19)

聯(lián)合式(17)與式(19)可以求出φ，ε1，ε2的取值。這時(shí)就可以完全確定在OFDM通信數(shù)據(jù)的一個(gè)無(wú)線子幀的信道脈沖響應(yīng)Aejφ=Aej(wt+φ0)。利用前面對(duì)符號(hào)定時(shí)同步起始位置迭代遞推的方法，對(duì)載波頻偏進(jìn)行粗同步和細(xì)同步的補(bǔ)償，使得載波頻偏達(dá)到理想的狀態(tài)ε1=0，ε2=0。在載波頻偏的補(bǔ)償中，首先必須進(jìn)行ε1的補(bǔ)償，再進(jìn)行ε2的補(bǔ)償。這樣通信數(shù)據(jù)就不會(huì)受到ICI子載波間的干擾。

5 仿真分析(圖3、圖4)

采用Matlab對(duì)本文提出的算法在AWGN信道和多徑衰落信道下進(jìn)行仿真。仿真條件：子載波N=256，CP(循環(huán)前綴)L=16，星座映射調(diào)制采用16QAM，訓(xùn)練符號(hào)的總數(shù)為256，訓(xùn)練符號(hào)采用重復(fù)前后共軛的結(jié)構(gòu)。為了方便仿真，訓(xùn)練符號(hào)中各個(gè)符號(hào)的模值相同只是相位角不同。

圖3 不同SNR下的采樣定時(shí)估計(jì)均方誤差

圖4 不同SNR下的相位估計(jì)均方誤差

通過(guò)仿真可以看出：OFDM系統(tǒng)在多徑衰落信道下，由于受到多徑信道時(shí)間延遲的影響，對(duì)符號(hào)定時(shí)同步的算法比在AWGN信道下的要求更嚴(yán)、更高。在AWGN信道下，利用CP的符號(hào)時(shí)頻同步算法就已經(jīng)達(dá)到了很低的采樣定時(shí)估計(jì)均方誤差。在AWGN信道下，本文提出的符號(hào)時(shí)頻同步算法比利用CP的符號(hào)時(shí)頻同步算法在符號(hào)定時(shí)同步方面和在載波頻偏估計(jì)方面都具有更高的精確性。尤其在多徑衰落信道下，本文提出符號(hào)時(shí)頻同步算法的采樣定時(shí)估計(jì)均方誤差和相位估計(jì)均方誤差更低。隨著信噪比的增大，在多徑衰落信道下本文提出的算法具有更低的均方誤差，然而利用CP的算法在信噪比超過(guò)一定值時(shí)均方誤差不再降低。該算法更適應(yīng)于主徑功率很大的多徑衰落信道環(huán)境。

6 結(jié)語(yǔ)

本文提出了利用重復(fù)共軛結(jié)構(gòu)訓(xùn)練符號(hào)進(jìn)行符號(hào)定時(shí)同步、載波頻偏同步以及信道參數(shù)的聯(lián)合估計(jì)。利用對(duì)訓(xùn)練符號(hào)進(jìn)行精確的符號(hào)定時(shí)估計(jì)和載波頻偏估計(jì)，再經(jīng)過(guò)迭代遞推的自適應(yīng)估計(jì)算法來(lái)確定列車通信的符號(hào)定時(shí)同步和載波頻偏同步。這樣就能夠避免列車移動(dòng)無(wú)線通信受到突發(fā)干擾。該算法的同步捕獲速度快，在主徑功率很強(qiáng)的多徑衰落信道下，能夠通過(guò)不斷地調(diào)整跟蹤精度來(lái)完成的列車通信。當(dāng)然，要將LTE-R系統(tǒng)應(yīng)用于鐵路移動(dòng)無(wú)線通信中，還需要在各個(gè)方面進(jìn)行大量的研究。

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Research on Time and Frequency Synchronization Estimation of Railway Communication with LTE-R under Multipath Fading Channel

SUN Yong-dong， CHEN Yong-gang

(School of Automation and Electrical Engineering， Lanzhou Jiaotong University， Lanzhou 730070， China)

As the next generation of railway mobile communication system， LTE-R (Long Term Evolution) uses OFDM modulation mode to improve spectrum efficiency. The railway wireless communication system is susceptible to the influence of multipath fading and sudden disturbance， which seriously impact normal train operation traffic efficiency. Thus， the study on symbol timing synchronization and carrier frequency synchronization for railway wireless communication system is of vital significance. The self-adaptive symbol synchronization algorithm of repetition conjugate structure training symbol is used to determine the symbol timing synchronization of the training symbol， carrier frequency synchronization and channel parameters， and then the starting position of symbol timing synchronization is tuned to the ideal FFT window location and the carrier frequency offset is compensated through iterative recursion. The simulation results show that this method is effective in symbol timing synchronization estimation and compensation of carrier frequency offset under multipath fading channel with high signal-to-noise ratio and high precision of symbol timing synchronization estimation．

LTE-R; OFDM; Railway wireless communication; Time and frequency synchronization

2016-04-06；

2016-05-09

孫永東(1986—)，男，碩士研究生，主要研究方向:交通信息工程及控制，E-mail:785181907@qq.com。

1004-2954(2016)11-0148-05

U285.2

A

10.13238/j.issn.1004-2954.2016.11.033